电力转换装置的制作方法
专利名称：电力转换装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及可进行直流或单相交流与三相交流的双向转换的升降压以及动力运 行/再生的瞬时切换的电力转换装置。
背景技术：
在以往的可进行直流(单相)与三相交流的双向转换的电力转换装置中，存在使 用了晶闸管的静态伦纳德(Ieonard)方式，但是存在这样的一般性技术课题由于晶闸管 的相位控制所导致的功率因数下降和环流而降低了效率。为了解决该一般性的技术课题， 公开了如下车辆推进装置的技术(例如，参照专利文献1)，即该车辆推进装置具有驱动车 轮的车轮电动机、和驱动车轮电动机的电流型逆变器。而且，关于电流型逆变器，公开了与 向电动机提供交流电力的逆变器部的通流率控制有关的技术(例如，参照专利文献2)。根据专利文献1的技术，可以暂时使用双向的直流电流生成电路转换为电抗器电 流，通过电流型逆变器将该转换后的电抗器电流转换为三相交流。根据专利文献2的技术，对电流型逆变器部也使用了通流率的电力转换装置可以 如式(1)所示那样使用变流器部的通流率λ c，对变流器部的交流电源电压Vac进行PWM控 制，来调节逆变器部的输入侧直流电压Vd (变流器的输出电压平均值Vdc)。
Vd ^ ^^ χ Vac χ cos <px L·
π ... (1)而且，如式( 所示，关于逆变器部的输出电压Vo，使用了逆变器部的输入侧直流 电压Vd和逆变器部的通流率λ i的近似式成立。
彳 π Vd _7] ⑵这样，在使用了电流型逆变器部的电力转换装置中，能够利用逆变器部的通流率 来提高逆变器部的输出电压。专利文献1 日本特开2005-269735号公报专利文献2 日本特开平2-206385号公报但是，现有的电力转换装置采用不能升高输出电压的静止伦纳德方式，即使是使 用电流型逆变器且通过逆变器部的通流率来提高逆变器部的输出电压，也是作为两个阶段 的电力转换来进行，因此而存在这样的问题由于总体的电力转换效率是各阶段的效率之 积，因此综合效率变差。
发明内容
本发明正是鉴于这样的问题而完成的，其目的在于，提供不必采用多级的电力转 换即可进行双向升降压转换的高效率的电力转换装置。
为了解决上述问题，本发明以如下方式构成。本发明的第一方面是一种电力转换装置，其具有分别与直流负载或单相交流负 载、以及三相交流负载并联连接的第一电流型电力转换电路和第二电流型电力转换电路; 第一直流电感器和第二直流电感器；PWM控制电路，其对所述第一电流型电力转换电路和 所述第二电流型电力转换电路进行脉冲宽度调制，该电力转换装置的特征在于，所述第一 电流型电力转换电路和所述第二电流型电力转换电路经由所述第一直流电感器和所述第 二直流电感器按相反极性连接，所述PWM控制电路使所述第一电流型电力转换电路和所述 第二电流型电力转换电路协作地进行开关动作，在所述直流负载或单相交流负载与所述三 相交流负载之间双向地进行升降压。另外，本发明的第二方面是第一方面的电力转换装置，其特征在于，所述第一直流 电感器和所述第二直流电感器是具有第一线圈和第二线圈的耦合电感器。另外，本发明的第三方面是第一或第二方面的电力转换装置，其特征在于，所述第 一电流型电力转换电路和所述第二电流型电力转换电路由具有自消弧能力且能够使电流 单向流动的多个单向开关构成，所述第一电流型电力转换电路将三相交流转换为直流或单 相交流，所述第二电流型电力转换电路将直流或单相交流转换为三相交流，所述第一电力 转换电路的正极直流端子与所述第二电力转换电路的负极直流端子经由所述第一直流电 感器而连接，所述第一电力转换电路的负极直流端子与所述第二电力转换电路的正极直流 端子经由所述第二直流电感器而连接，所述第一直流电感器与所述第二直流电感器按照所 述第一电力转换电路的正极直流端子与所述第二电力转换电路的正极直流端子成为同极 的方向来连接，所述第一电力转换电路的正极和所述第二电力转换电路的正极为直流端 子、或者所述第一电力转换电路的负极和所述第二电力转换电路的负极为直流端子。另外，本发明的第四方面是第一或第二方面的电力转换装置，其特征在于，在从所 述直流负载或单相交流负载向所述三相交流负载进行电力转换时，在所述第一电力转换电 路中，与直流端子连接的单向开关进行动作，在从所述三相交流负载向所述直流负载或单 相交流负载进行电力转换时，在所述第二电力转换电路中，与直流端子连接的单向开关进 行动作，从而进行脉冲宽度调制。另外，本发明的第五方面是第一或第二方面的电力转换装置，其特征在于，所述 PWM控制电路具有控制运算器，其使用所述三相交流负载的相间电压、流过所述直流电感 器的电流Idc、以及所述直流负载或单相交流负载的端子电压VRS，输出作为进行电力转换 的方向信号的动力运行-再生信号、变流器通流率λ c、逆变器通流率Xi和电流相位指令 θ i* ；载波发生器，其根据所述变流器通流率λ c，输出时间比率变化的不均等载波波形以 及载波期间判别信号；电流型PWM运算器，其根据所述不均等载波波形、所述逆变器通流率 λ i和所述电流相位指令θ i*，生成开关驱动信号(Si*至S6*)，脉冲分配器，其根据所述动 力运行-再生信号和所述载波期间判别信号，将所述开关驱动信号(Si*至S6*)分配给所 述第一电流型电力转换电路和所述第二电流型电力转换电路。此外，本发明的第六方面是第二方面的电力转换装置，其特征在于，所述PWM控制 电路在切换所述直流负载或单相交流负载与所述三相交流负载之间的电力转换方向时，通 过闭合所述第一线圈和所述第二线圈中的某一方的电流路径而断开另一方的电流路径的 动作来进行切换。
再者，本发明的第七方面是第一或第二方面的电力转换装置，其特征在于，所述直 流负载或单相交流负载是蓄电装置、发电装置、电源、发电机、电动机中的任一种，所述三相 交流负载是系统电源、发电装置、发电机、电动机中的任一种。根据本发明，可以无需设为多级而高效地实现可进行双向升降压转换的电力转换 装置，并且能够瞬时地切换动力运行/再生。
图1是本发明的第一实施例的电力转换装置的框图。图2是本发明的第一实施例的PWM控制电路23的框图。图3是说明从蓄电池1向电动机7进行电力转换的动作的图。图4是说明从电动机7向蓄电池1进行电力转换的动作的图。图5是说明动力运行时的电流型逆变器开关驱动信号的图。图6是说明再生时的电流型逆变器开关驱动信号的图。图7是说明动力运行/再生的切换动作的图。图8是示出本发明的第二实施例的电力转换装置的框图。图9是示出本发明的另一实施例的电力转换装置的框图。图10是示出本发明的另一实施例的电力转换装置的框图。图11是示出本发明的另一实施例的电力转换装置的框图。图12是说明变流器电压Vdc = 0时的电力转换装置的框图。标号说明1蓄电池(直流或单相交流负载)；2、4 6电容器；3耦合电感器；7电动机(三相交流负载)；8、10电压检测器；9电流检测器；11 16单向开关；17 22单向开关；23PWM控制电路；24单相电源；25发电机；26系统电源；27直流电动机；28三相交流电源；31第一电力转换电路；32第二电力转换电路；41脉冲分配器；42载波发生器；43电流型PWM运算器；
44控制运算器；45速度检测器。
具体实施例方式下面，参照附图来说明本发明的实施方式。[实施例1]图1是作为本发明第一实施例的电力转换装置的框图。该电力转换装置具有作 为直流或单相交流负载的蓄电池1 ；作为三相交流负载的电动机7 ；分别与蓄电池1以及电 动机7并联连接的第一电流型电力转换电路31和第二电流型电力转换电路32 ；包括第一 线圈和第二线圈的耦合电感器3 ；电容器2、4至6 ；电压检测器8、10 ；电流检测器9 ；对电力 转换电路31、32进行脉冲宽度调制的PWM控制电路23 ；检测电动机7的速度的速度检测器 45。另外，电力转换电路31、32经由耦合电感器3以相反极性连接。电力转换电路31是从电动机7向蓄电池1进行电力转换(再生)的电路，电力转 换电路32是从蓄电池1向电动机7进行电力转换(动力运行)的电路。电力转换电路31具有由Slc至S6c的信号驱动的单向开关11至16，电力转换电 路32具有由Sli至S6i的信号驱动的单向开关17至22，另外，各单向开关是二极管与IGBT 串联连接的结构，具有自消弧能力。另外，除了上述结构以外，单向开关11至22也可以使 用逆阻型IGBT(RB-IGBT)等，在该情况下，能够以一个元件作为单向开关来使用。电力转换电路31、32的三相交流端子分别经由端子U、V、W与电动机7连接。另 外，电力转换电路31的正极直流端子是与蓄电池1的正极相连接的端子R，电力转换电路 32的正极直流端子是与蓄电池1的负极相连接的端子S。耦合电感器3具有第一线圈Al-Bl和第二线圈A2-B2，各线圈在同一铁芯上卷绕相 同的匝数，第一线圈Al-Bl与第二线圈A2-B2在图1所示的点标记的方向上耦合。耦合电感器3的第一线圈Al-Bl的Al与电力转换电路31的正极(电流流出的直 流端子)连接，Bl与电力转换电路32的负极(电流流入的直流端子)连接，第二线圈A2-B2 的B2与电力转换电路31的负极连接，A2与电力转换电路32的正极连接。电容器2连接在端子R、S之间，电容器4至6的一端分别与端子U、V、W连接，另 一端共同连接在一起，使电容器2、4至6各自的电流波动不流过蓄电池1和电动机7这些 负载，构成用于减少端子间电压变动的滤波器。下面，使用图2来说明PWM控制电路23。PWM控制电路23具有脉冲分配器41、产生不均等载波波形的载波发生器42、产生 电流型逆变器开关驱动信号(Si*至S6*)的电流型PWM运算器43、对作为负载的电动机7 进行旋转控制的控制运算器44，其中，所述分配器41将电流型逆变器开关驱动信号(Si*至 S6*)作为驱动信号(Slc至S6c)分配给第一电力转换电路31、或者将电流型逆变器开关驱 动信号(Si*至S6*)作为驱动信号(Sli至S6i)分配给第二电力转换电路32。脉冲分配器41使用动力运行-再生信号和载波期间判别信号，将电流型逆变器开 关驱动信号(Si*至S6*)作为驱动信号(Slc至S6c)和驱动信号(Sli至S6i)进行分配， 输出到电力转换电路31、32。关于该分配方法的详细内容，将在后面进行叙述。
设载波周期为Tc、设变流器的电流矢量的通流率为λ c，载波发生器42使载波波 形的一个周期的下降时间和上升时间对应于XcXTc禾Π (1-人()\1^，生成取0 1的值的 三角波状不均等载波波形fc。另外，输出载波期间判别信号，该信号在不均等载波波形fc 的AcXTc的期间内为ON、在(l-λ c) XTc的期间内为OFF。电流型PWM运算器43首先根据逆变器的电流矢量的通流率λ i和电流相位指令 θ i*，运算应输出的电流矢量的时间。例如，在使用与具有通流率λ i和相位θ i*的值的 电流指令矢量邻接的一个零电流矢量Itl和两个非零电流矢量Ii、Ii+1来进行PWM的情况下， 如果设Itl的输出时间为Tz、分别设I” Ii+1的输出时间为1\、Ti+1、设电流指令矢量和电流矢 量Ii所形成的角为θ，设PWM周期为Ts，则TlI^IV1可通过式(3)来运算。
JlTi =Tsx Aiχsin(— -θ)Ti+1 = Ts X λ i X sin ( θ ) . · · (3)Tz = Ts-Ti-Titl通过式⑷来运算与载波波形进行比较的PWM脉冲时间指令Το、Τ1。该式(4)对 各电流矢量的输出时间Ti、Ti+1进行归一化，以使载波波形成为0 1的范围的值。Tl = ^-
Ts…(4)
T +TTo =」^
Ts这样，对PWM脉冲时间指令To、Tl与不均等载波波形fc进行比较，生成用于输出 对应的电流矢量Ιο、I” Ii+1的电流型逆变器开关驱动信号(Si*至S6*)。由电压检测器8检测出的相当于蓄电池1的电压的RS端子间电压VRS、由电动机 7的速度检测器45检测出的速度ω、由电压检测器10检测出的UV、VW、WU端子间的电压 VUV、VVW、VWU、由电流检测器9检测出的流过直流端子S的电流Idet被输入到控制运算器 44。控制运算器44根据转矩指令(未图示)以及被输入的检测信号，输出进行电动机 7的旋转控制而得的电流相位指令θ i*、直流电感器电流指令Idc*、动力运行-再生信号， 其中，所述转矩指令是通过以使针对电动机7的速度指令ω*与检测到的速度ω —致的方 式控制电动机7而得到的。而且，控制运算器44以Idc*与Ildcl —致的方式进行电流控制，运算变流器电 压指令Vdc*。直流电感器电流Idc作为电流Idet的载波周期Tc内的峰值而求出。另外，
Idc的检测方法并不限于此，也可以通过霍尔传感器测定直流电感器的磁通，根据磁通进 行换算，还可以对将直流电感器的两个线圈同时卷绕到电流互感器上而检测到的值进行换 算。此外，变流器电压指令Vdc*在动力运行时为正，在再生时为负，控制运算器44根据该 极性来输出动力运行-再生信号。利用蓄电池1的电压VRS对所运算出的变流器电压指令Vdc*进行归一化，其绝对 值成为变流器通流率指令λ c*。通过进行将变流器通流率指令λ c*抑制为规定值λ limit 以使变流器通流率λ c成为1以下的值的处理，来决定变流器通流率Xe。另外，在变流器通流率指令λ c*超过规定值λ limit的情况下，通过根据变流器通流率指令λ c*与规定 值λ limit之间的差分来减小逆变器通流率λ i的处理，决定逆变器通流率λ i。下面，使用图5、图6，分别针对动力运行、再生来说明脉冲分配器41的脉冲生成 例。在图5和图6的上部，示出了根据逆变器通流率λ i和电流相位指令θ i*而运算出的 PWM脉冲时间指令Το、Τ1和电流型逆变器开关驱动信号(Si*至S6*)。另外，图中的脉冲信 号的低电平侧为OFF，高电平侧为ON。在动力运行时，如图5所示，在不均等载波波形fc的λ cXTc期间内，分配电流型 逆变器开关驱动信号(Si*至S6*)作为驱动信号(Sli至S6i)，将驱动信号(Slc至S6c)全 部设置为OFF，在不均等载波波形fc的(1- λ c) XTc期间内，分配电流型逆变器开关驱动信 号(S2*、S4*、S6*)作为驱动信号(S2c、S4c、S6c)，将驱动信号(S2i、S4i、S6i)设置为OFF。在再生时，如图6所示，在不均等载波波形fc的λ cXTc期间内，分配电流型逆变 器开关驱动信号(Si*至S6*)作为驱动信号(Slc至S6c)，将驱动信号(Sli至S6i)全部设 置为OFF，在不均等载波波形fc的(l-λ c) XTc期间内，分配电流型逆变器开关驱动信号 (S2*、S4*、S6*)作为驱动信号(S2i、S4i、S6i)，将驱动信号(S2c.S4c.S6c)设置为 OFF。通过这种方式，PWM控制电路23使电力转换电路31、32协作地进行开关动作。接着，依次说明升降压以及动力运行/再生的具体动作。首先，使用图3来对从蓄电池1向电动机7进行电力转换的情况进行说明。在图 中，为了明确IGBT的导通截止状态，将IGBT标记为机械开关。以下相同。在不进行Vdc的电压控制的情况下，只有电力转换电路32根据逆变器通流率入士 和电流相位指令θ i*进行脉冲宽度调制。以负载功率因数大致为1且U相电流为正的最 大值的附近为例，按照图3(b)、(d)、(f)的顺序切换单向开关17至22的驱动信号(Sli至 S6i)。在进行Vdc电压控制(调节)的情况下，电力转换电路31、32均根据逆变器通流 率Xi和电流相位指令进行脉冲宽度调制。因此，除了图3(b)、(d)、(f)外，也被切换 为图3(a)、(c)、(e)的开关状态。在图3(a)和(b)、图3 (c)和(d)、图3 (e)和(f)的各图 中，三相交流侧的电动机7的电流状态相同。在根据变流器通流率λc进行脉冲宽度调制 时，要考虑该情况。此时，如果变流器通流率λ c变大(变小)，则增大(减小)图3 (b)、(d)、(f)的 时间比率，减小(增大)图3 (a)、(c)、(e)的时间比率，使Vdc的平均值变高(变低)。另外，单向开关11、13、15始终截止，耦合电感器3的线圈B2端开路，耦合电感器 3不是作为变压器，而是作为电感器进行动作。升压和降压取决于逆变器通流率λ i、变流器通流率λ c的大小，如果λ i < λ c， 则是从蓄电池1向电动机7的升压动作(从直流电压向三相交流的动力运行)、如果λ i > λ c，则是从蓄电池1向电动机7的降压动作(从直流电压向三相交流的动力运行)。接着，利用图4来对从电动机7向蓄电池1进行电力转换的情况的具体动作进行 说明。在不进行Vdc的电压控制的情况下，只有电力转换电路31根据逆变器通流率λ i 和电流相位指令进行脉冲宽度调制。图4示出电流相位与图3相差180°的状态。以 U相电流为负的最大值的附近为例，按照图4(b)、(d)、(f)的顺序切换单向开关11至16的驱动信号(SlcM S6c)。在进行Vdc的电压控制(调节)的情况下，电力转换电路31、32均根据逆变器通 流率Xi和电流相位指令进行脉冲宽度调制。因此，除了图4(b)、(d)、(f)外，也被切 换为图4(a)、(c)、(e)的开关状态。在图4(a)和(b)、图4(c)和(d)、图4(e)和(f)的各 图中，三相交流侧的电动机7的电流状态相同。在根据变流器通流率λc进行脉冲宽度调 制时，要考虑该情况。此时，如果变流器通流率λ c变大(变小)，则增大(减小)图4 (b)、(d)、(f)的 时间比率，减小(增大)图4 (a)、(c)、(e)的时间比率，使Vdc的平均值变高(变低)。另外，单向开关17、19、21始终截止，耦合电感器3的线圈Bl端开路，耦合电感器 3不是作为变压器，而是作为电感器进行动作。升压和降压取决于逆变器通流率λ i、变流器通流率λ c的大小，如果λ i < λ c， 则是从电动机7向蓄电池1的降压动作(从三相交流向直流电压的再生)、如果λ > Ac, 则是从电动机7向蓄电池1的升压动作(从三相交流向直流电压的再生)。通过这种方式 来进行升降压和动力运行/再生动作。接着，对基于变流器通流率λ C的变流器电压Vdc的调节原理进行说明。电力转 换电路32的Vdc是耦合电感器3的线圈Al端子与Α2端子间的电位，由于Al端子与蓄电 池1的正极连接，Α2端子与蓄电池1的负极连接，所以Vdc是蓄电池1的电压。但是，电力转换电路31的单向开关12、14、16的电流流入的负极分别与电力转换 电路32的单向开关18、20、22的负极连接，而且，单向开关12、14、16的电流流出的正极与 耦合电感器3的线圈Al端子以及蓄电池1的正极连接，因此，由单向开关17、19、21和12、 14,16以及耦合电感器3的线圈Al-Bl构成的电路构成图12的虚线内所示的电路。即，该 电路具有变流器电压Vdc = 0的电流型电力转换装置的结构。因此，根据该结构(图12)，对利用单向开关17、19、21和18、20、22还是利用单向 开关17、19、21和12、14、16进行切换，由此能够调节￥如。如果通过脉冲宽度调制来进行单 向开关12、14、16和18、20、22的切换且如上所述根据λ c对切换状态的各自时间进行时间 比率控制，则可以在从零到蓄电池电压的范围内连续地控制Vdc的平均电压。接着，对本发明的即时切换动力运行/再生的功能进行说明。需要如下两个条件为了防止切换动力运行/再生时所产生的浪涌电压导致的开 关元件的破坏，不切断流到耦合电感器3的电流；以及为了防止过电流造成的开关元件的 烧损，禁止输入输出端子间的短路。为了满足这些条件，在动力运行-再生信号发生变化时，脉冲分配器41在流向三 相交流侧的电动机7侧的电流为零的图3(a) (b)、图4(a) (b)所示的时机等，切换单向开关 11至22的驱动信号(Slc至S6c以及Sli至S6i)。利用图7来说明从图3(b)切换为图4(b)的从动力运行到再生的动作及其逆动作。从动力运行到再生的动作切换是(a) — (bl) — (cl) — (dl) — (e)的顺序处 理。图7(a)为与图3(b)相同的状态。如果从该状态将驱动信号Sk设置为0N，则单向开 关14的二极管被蓄电池1的电压VRS逆向偏置而截止，成为(bl)的状态。如果从该状态 将S4i设置为OFF，则单向开关14的二极管导通，成为(cl)的状态。如果从该状态将驱动信号Slc设置为0N，则单向开关11的二极管被蓄电池1的电压VRS逆向偏置而截止，成为 (dl)的状态。如果从该状态将Sli设置为OFF，则耦合电感器3作为回扫变压器(flykick transformer)进行动作，Al-Bl线圈的电流向线圈A2-B2移动，成为(e)的状态。该(e)与 图4(b)相同，之后，进行再生动作。在使两个直流电感器作为回扫变压器来动作时，因为Al-Bl线圈与A2-B2线圈为 相同的匝数，所以移动前与移动后的电流值相同。另外，虽然切断线圈Al-Bl的电流，但是 电流向线圈A2-B2移动，以确保流动路径的方式流动，与耦合电感器不同，不会遮断电流。 产生未与线圈Al-Bl端子耦合的布线的电感成分所导致的浪涌电压。关于从再生到动力运行的动作切换，进行图7中的所述逆动作，能够从图4(b)切 换为图3(b)。另外，还可以进行从流向直流侧的电流也为零的状态起的切换，此时，按照图 7 (Cl) — (dl) — (e) — (d2) — (c2)来进行从动力运行图3(a)到再生图4(a)的切换， 在图7(dl)与(e)之间进行回扫动作。此外，按照图7 (c2) — (b2) — (a) — (bl) — (cl)来进行从再生图4(a)到动力 运行图3(a)的切换，在图7(c2)与(b2)之间进行回扫动作。切换的顺序方向也可以是这 些顺序的相反方向。这样，脉冲分配器41将耦合电感器3用作回扫变压器，安全且即时地切换动力运 行和再生。这里，对具有双向的升降压输出和即时切换动力运行/再生的这两个功能的实施 例进行了说明。如果暂时中断对负载的电力供给，等到电感器的电流变为0，然后进行切换， 则也可以采用取代耦合电感器3而划分为未耦合的两个直流电感器的结构。[实施例2]图8是示出作为本发明第二实施例的电力转换装置的框图。图中，与图1的不同 之处在于，电力转换电路32的负极直流端子是与蓄电池1的正极连接的端子R，电力转换电 路31的负极直流端子是与蓄电池1的负极连接的端子S。伴随着从图1到图8的变更，如果变更脉冲分配器41中的Vdc的调节、动力运行 /再生的切换，则在实施例2中也能进行与实施例1相同的动作。因此，在图8中，如果暂时中断对负载的电力供给，等到电感器的电流变为0，然后 进行切换，则也可以采用取代耦合电感器3而划分为未耦合的两个直流电感器的结构。而且，图9、图10、图11是本发明的电力转换装置的应用例。在本发明的电力转换 装置中，经由直流电感器将电力转换电路31与电力转换电路32的直流端子反向连接，所以 电力转换装置的直流端子可以取正负中的任一极性。另外，因为本发明的电力转换装置能够双向地进行升降压，所以，如图9所示，可 在三相交流侧连接发电机25来取代电动机7，在直流侧连接单相交流电源M来取代蓄电池 1，对来自发电机25的发电电力进行升降压，进行转换后供给到单相交流电源M。而且，也可以如图10所示，将三相交流侧作为系统电源沈，以非绝缘的方式与直 流侧的单相交流电源M连接。而且，如图11所示，将直流侧设为直流电动机27，将三相交流侧设为三相交流电 源观，利用PWM控制电路23中的控制运算器44以使VUV、VVW、VWU的反馈变为期望电压的方式来控制Idc*，但如果将控制运算器44变更为以使反馈的VRS变为期望电压的方式来控 制Idc*的控制运算器，则能够使直流电动机27进行四象限运转。
这样，本发明并不限定直流侧的负载、三相交流侧的负载。
权利要求
1.一种电力转换装置，其具有分别与直流负载或单相交流负载、以及三相交流负载并联连接的第一电流型电力转换 电路和第二电流型电力转换电路；第一直流电感器和第二直流电感器；PWM控制电路，其对所述第一电流型电力转换电路和所述第二电流型电力转换电路进 行脉冲宽度调制，该电力转换装置的特征在于，所述第一电流型电力转换电路和所述第二电流型电力转换电路经由所述第一直流电 感器和所述第二直流电感器按相反极性连接，所述PWM控制电路使所述第一电流型电力转换电路和所述第二电流型电力转换电路 协作地进行开关动作，在所述直流负载或单相交流负载、与所述三相交流负载之间双向地 进行升降压。
2.根据权利要求1所述的电力转换装置，其特征在于，所述第一直流电感器和所述第二直流电感器是具有第一线圈和第二线圈的耦合电感器。
3.根据权利要求1或2所述的电力转换装置，其特征在于，所述第一电流型电力转换电路和所述第二电流型电力转换电路由具有自消弧能力且 能够使电流单向流动的多个单向开关构成，所述第一电流型电力转换电路将三相交流转换为直流或单相交流， 所述第二电流型电力转换电路将直流或单相交流转换为三相交流， 所述第一电力转换电路的正极直流端子与所述第二电力转换电路的负极直流端子经 由所述第一直流电感器而连接，所述第一电力转换电路的负极直流端子与所述第二电力转换电路的正极直流端子经 由所述第二直流电感器而连接，所述第一直流电感器与所述第二直流电感器按照所述第一电力转换电路的正极直流 端子与所述第二电力转换电路的正极直流端子成为同极的方向连接，所述第一电力转换电路的正极和所述第二电力转换电路的正极为直流端子、或者所述 第一电力转换电路的负极和所述第二电力转换电路的负极为直流端子。
4.根据权利要求1或2所述的电力转换装置，其特征在于，在从所述直流负载或单相交流负载向所述三相交流负载进行电力转换时，在所述第一 电力转换电路中，与直流端子连接的单向开关进行动作，在从所述三相交流负载向所述直流负载或单相交流负载进行电力转换时，在所述第二 电力转换电路中，与直流端子连接的单向开关进行动作，从而进行脉冲宽度调制。
5.根据权利要求1或2所述的电力转换装置，其特征在于， 所述PWM控制电路具有控制运算器，其使用所述三相交流负载的相间电压、流过所述直流电感器的电流Idc、 以及所述直流负载或单相交流负载的端子电压VRS，输出作为进行电力转换的方向信号的 动力运行-再生信号、变流器通流率λ c、逆变器通流率λ i和电流相位指令θ i* ；载波发生器，其根据所述变流器通流率λ c，输出时间比率变化的不均等载波波形以及载波期间判别信号；电流型PWM运算器，其根据所述不均等载波波形、所述逆变器通流率λ i和所述电流相 位指令θ i*，生成开关驱动信号Si*至S6*，脉冲分配器，其根据所述动力运行-再生信号和所述载波期间判别信号，将所述开关 驱动信号Si*至S6*分配给所述第一电流型电力转换电路和所述第二电流型电力转换电路。
6.根据权利要求2所述的电力转换装置，其特征在于，所述PWM控制电路在切换所述直流负载或单相交流负载、与所述三相交流负载之间的 电力转换方向时，通过闭合所述第一线圈和所述第二线圈中的某一方的电流路径而断开另 一方的电流路径的动作来进行切换。
7.根据权利要求1或2所述的电力转换装置，其特征在于，所述直流负载或单相交流负载是蓄电装置、发电装置、电源、发电机、电动机中的任一 种，所述三相交流负载是系统电源、发电装置、发电机、电动机中的任一种。
全文摘要
本发明提供电力转换装置。本发明的课题是无需进行多级的电力变换而高效地提供可进行直流或单相交流与三相交流的双向转换的升降压以及动力运行/再生的瞬时切换的电力转换装置。该电力转换装置具有两个电流型电力转换电路(31、32)和PWM控制电路(23)，所述电流型电力转换电路(31、32)分别与直流负载或单相交流负载(1)、以及三相交流负载(7)并联连接，并经由两个直流电感器(3)按相反极性连接，所述PWM控制电路(23)使两个电流型电力转换电路(31、32)协作地进行开关动作，进行脉冲宽度调制，在直流负载或单相交流负载(1)、与三相交流负载(7)之间双向地进行升降压。
文档编号H02M7/797GK102104343SQ20101059837
公开日2011年6月22日 申请日期2010年12月21日 优先权日2009年12月22日
发明者山中克利 申请人:株式会社安川电机
技术领域：
本发明涉及可进行直流或单相交流与三相交流的双向转换的升降压以及动力运 行/再生的瞬时切换的电力转换装置。
背景技术：
在以往的可进行直流(单相)与三相交流的双向转换的电力转换装置中，存在使 用了晶闸管的静态伦纳德(Ieonard)方式，但是存在这样的一般性技术课题由于晶闸管 的相位控制所导致的功率因数下降和环流而降低了效率。为了解决该一般性的技术课题， 公开了如下车辆推进装置的技术(例如，参照专利文献1)，即该车辆推进装置具有驱动车 轮的车轮电动机、和驱动车轮电动机的电流型逆变器。而且，关于电流型逆变器，公开了与 向电动机提供交流电力的逆变器部的通流率控制有关的技术(例如，参照专利文献2)。根据专利文献1的技术，可以暂时使用双向的直流电流生成电路转换为电抗器电 流，通过电流型逆变器将该转换后的电抗器电流转换为三相交流。根据专利文献2的技术，对电流型逆变器部也使用了通流率的电力转换装置可以 如式(1)所示那样使用变流器部的通流率λ c，对变流器部的交流电源电压Vac进行PWM控 制，来调节逆变器部的输入侧直流电压Vd (变流器的输出电压平均值Vdc)。
Vd ^ ^^ χ Vac χ cos <px L·
π ... (1)而且，如式( 所示，关于逆变器部的输出电压Vo，使用了逆变器部的输入侧直流 电压Vd和逆变器部的通流率λ i的近似式成立。
彳 π Vd _7] ⑵这样，在使用了电流型逆变器部的电力转换装置中，能够利用逆变器部的通流率 来提高逆变器部的输出电压。专利文献1 日本特开2005-269735号公报专利文献2 日本特开平2-206385号公报但是，现有的电力转换装置采用不能升高输出电压的静止伦纳德方式，即使是使 用电流型逆变器且通过逆变器部的通流率来提高逆变器部的输出电压，也是作为两个阶段 的电力转换来进行，因此而存在这样的问题由于总体的电力转换效率是各阶段的效率之 积，因此综合效率变差。
发明内容
本发明正是鉴于这样的问题而完成的，其目的在于，提供不必采用多级的电力转 换即可进行双向升降压转换的高效率的电力转换装置。
为了解决上述问题，本发明以如下方式构成。本发明的第一方面是一种电力转换装置，其具有分别与直流负载或单相交流负 载、以及三相交流负载并联连接的第一电流型电力转换电路和第二电流型电力转换电路; 第一直流电感器和第二直流电感器；PWM控制电路，其对所述第一电流型电力转换电路和 所述第二电流型电力转换电路进行脉冲宽度调制，该电力转换装置的特征在于，所述第一 电流型电力转换电路和所述第二电流型电力转换电路经由所述第一直流电感器和所述第 二直流电感器按相反极性连接，所述PWM控制电路使所述第一电流型电力转换电路和所述 第二电流型电力转换电路协作地进行开关动作，在所述直流负载或单相交流负载与所述三 相交流负载之间双向地进行升降压。另外，本发明的第二方面是第一方面的电力转换装置，其特征在于，所述第一直流 电感器和所述第二直流电感器是具有第一线圈和第二线圈的耦合电感器。另外，本发明的第三方面是第一或第二方面的电力转换装置，其特征在于，所述第 一电流型电力转换电路和所述第二电流型电力转换电路由具有自消弧能力且能够使电流 单向流动的多个单向开关构成，所述第一电流型电力转换电路将三相交流转换为直流或单 相交流，所述第二电流型电力转换电路将直流或单相交流转换为三相交流，所述第一电力 转换电路的正极直流端子与所述第二电力转换电路的负极直流端子经由所述第一直流电 感器而连接，所述第一电力转换电路的负极直流端子与所述第二电力转换电路的正极直流 端子经由所述第二直流电感器而连接，所述第一直流电感器与所述第二直流电感器按照所 述第一电力转换电路的正极直流端子与所述第二电力转换电路的正极直流端子成为同极 的方向来连接，所述第一电力转换电路的正极和所述第二电力转换电路的正极为直流端 子、或者所述第一电力转换电路的负极和所述第二电力转换电路的负极为直流端子。另外，本发明的第四方面是第一或第二方面的电力转换装置，其特征在于，在从所 述直流负载或单相交流负载向所述三相交流负载进行电力转换时，在所述第一电力转换电 路中，与直流端子连接的单向开关进行动作，在从所述三相交流负载向所述直流负载或单 相交流负载进行电力转换时，在所述第二电力转换电路中，与直流端子连接的单向开关进 行动作，从而进行脉冲宽度调制。另外，本发明的第五方面是第一或第二方面的电力转换装置，其特征在于，所述 PWM控制电路具有控制运算器，其使用所述三相交流负载的相间电压、流过所述直流电感 器的电流Idc、以及所述直流负载或单相交流负载的端子电压VRS，输出作为进行电力转换 的方向信号的动力运行-再生信号、变流器通流率λ c、逆变器通流率Xi和电流相位指令 θ i* ；载波发生器，其根据所述变流器通流率λ c，输出时间比率变化的不均等载波波形以 及载波期间判别信号；电流型PWM运算器，其根据所述不均等载波波形、所述逆变器通流率 λ i和所述电流相位指令θ i*，生成开关驱动信号(Si*至S6*)，脉冲分配器，其根据所述动 力运行-再生信号和所述载波期间判别信号，将所述开关驱动信号(Si*至S6*)分配给所 述第一电流型电力转换电路和所述第二电流型电力转换电路。此外，本发明的第六方面是第二方面的电力转换装置，其特征在于，所述PWM控制 电路在切换所述直流负载或单相交流负载与所述三相交流负载之间的电力转换方向时，通 过闭合所述第一线圈和所述第二线圈中的某一方的电流路径而断开另一方的电流路径的 动作来进行切换。
再者，本发明的第七方面是第一或第二方面的电力转换装置，其特征在于，所述直 流负载或单相交流负载是蓄电装置、发电装置、电源、发电机、电动机中的任一种，所述三相 交流负载是系统电源、发电装置、发电机、电动机中的任一种。根据本发明，可以无需设为多级而高效地实现可进行双向升降压转换的电力转换 装置，并且能够瞬时地切换动力运行/再生。
图1是本发明的第一实施例的电力转换装置的框图。图2是本发明的第一实施例的PWM控制电路23的框图。图3是说明从蓄电池1向电动机7进行电力转换的动作的图。图4是说明从电动机7向蓄电池1进行电力转换的动作的图。图5是说明动力运行时的电流型逆变器开关驱动信号的图。图6是说明再生时的电流型逆变器开关驱动信号的图。图7是说明动力运行/再生的切换动作的图。图8是示出本发明的第二实施例的电力转换装置的框图。图9是示出本发明的另一实施例的电力转换装置的框图。图10是示出本发明的另一实施例的电力转换装置的框图。图11是示出本发明的另一实施例的电力转换装置的框图。图12是说明变流器电压Vdc = 0时的电力转换装置的框图。标号说明1蓄电池(直流或单相交流负载)；2、4 6电容器；3耦合电感器；7电动机(三相交流负载)；8、10电压检测器；9电流检测器；11 16单向开关；17 22单向开关；23PWM控制电路；24单相电源；25发电机；26系统电源；27直流电动机；28三相交流电源；31第一电力转换电路；32第二电力转换电路；41脉冲分配器；42载波发生器；43电流型PWM运算器；
44控制运算器；45速度检测器。
具体实施例方式下面，参照附图来说明本发明的实施方式。[实施例1]图1是作为本发明第一实施例的电力转换装置的框图。该电力转换装置具有作 为直流或单相交流负载的蓄电池1 ；作为三相交流负载的电动机7 ；分别与蓄电池1以及电 动机7并联连接的第一电流型电力转换电路31和第二电流型电力转换电路32 ；包括第一 线圈和第二线圈的耦合电感器3 ；电容器2、4至6 ；电压检测器8、10 ；电流检测器9 ；对电力 转换电路31、32进行脉冲宽度调制的PWM控制电路23 ；检测电动机7的速度的速度检测器 45。另外，电力转换电路31、32经由耦合电感器3以相反极性连接。电力转换电路31是从电动机7向蓄电池1进行电力转换(再生)的电路，电力转 换电路32是从蓄电池1向电动机7进行电力转换(动力运行)的电路。电力转换电路31具有由Slc至S6c的信号驱动的单向开关11至16，电力转换电 路32具有由Sli至S6i的信号驱动的单向开关17至22，另外，各单向开关是二极管与IGBT 串联连接的结构，具有自消弧能力。另外，除了上述结构以外，单向开关11至22也可以使 用逆阻型IGBT(RB-IGBT)等，在该情况下，能够以一个元件作为单向开关来使用。电力转换电路31、32的三相交流端子分别经由端子U、V、W与电动机7连接。另 外，电力转换电路31的正极直流端子是与蓄电池1的正极相连接的端子R，电力转换电路 32的正极直流端子是与蓄电池1的负极相连接的端子S。耦合电感器3具有第一线圈Al-Bl和第二线圈A2-B2，各线圈在同一铁芯上卷绕相 同的匝数，第一线圈Al-Bl与第二线圈A2-B2在图1所示的点标记的方向上耦合。耦合电感器3的第一线圈Al-Bl的Al与电力转换电路31的正极(电流流出的直 流端子)连接，Bl与电力转换电路32的负极(电流流入的直流端子)连接，第二线圈A2-B2 的B2与电力转换电路31的负极连接，A2与电力转换电路32的正极连接。电容器2连接在端子R、S之间，电容器4至6的一端分别与端子U、V、W连接，另 一端共同连接在一起，使电容器2、4至6各自的电流波动不流过蓄电池1和电动机7这些 负载，构成用于减少端子间电压变动的滤波器。下面，使用图2来说明PWM控制电路23。PWM控制电路23具有脉冲分配器41、产生不均等载波波形的载波发生器42、产生 电流型逆变器开关驱动信号(Si*至S6*)的电流型PWM运算器43、对作为负载的电动机7 进行旋转控制的控制运算器44，其中，所述分配器41将电流型逆变器开关驱动信号(Si*至 S6*)作为驱动信号(Slc至S6c)分配给第一电力转换电路31、或者将电流型逆变器开关驱 动信号(Si*至S6*)作为驱动信号(Sli至S6i)分配给第二电力转换电路32。脉冲分配器41使用动力运行-再生信号和载波期间判别信号，将电流型逆变器开 关驱动信号(Si*至S6*)作为驱动信号(Slc至S6c)和驱动信号(Sli至S6i)进行分配， 输出到电力转换电路31、32。关于该分配方法的详细内容，将在后面进行叙述。
设载波周期为Tc、设变流器的电流矢量的通流率为λ c，载波发生器42使载波波 形的一个周期的下降时间和上升时间对应于XcXTc禾Π (1-人()\1^，生成取0 1的值的 三角波状不均等载波波形fc。另外，输出载波期间判别信号，该信号在不均等载波波形fc 的AcXTc的期间内为ON、在(l-λ c) XTc的期间内为OFF。电流型PWM运算器43首先根据逆变器的电流矢量的通流率λ i和电流相位指令 θ i*，运算应输出的电流矢量的时间。例如，在使用与具有通流率λ i和相位θ i*的值的 电流指令矢量邻接的一个零电流矢量Itl和两个非零电流矢量Ii、Ii+1来进行PWM的情况下， 如果设Itl的输出时间为Tz、分别设I” Ii+1的输出时间为1\、Ti+1、设电流指令矢量和电流矢 量Ii所形成的角为θ，设PWM周期为Ts，则TlI^IV1可通过式(3)来运算。
JlTi =Tsx Aiχsin(— -θ)Ti+1 = Ts X λ i X sin ( θ ) . · · (3)Tz = Ts-Ti-Titl通过式⑷来运算与载波波形进行比较的PWM脉冲时间指令Το、Τ1。该式(4)对 各电流矢量的输出时间Ti、Ti+1进行归一化，以使载波波形成为0 1的范围的值。Tl = ^-
Ts…(4)
T +TTo =」^
Ts这样，对PWM脉冲时间指令To、Tl与不均等载波波形fc进行比较，生成用于输出 对应的电流矢量Ιο、I” Ii+1的电流型逆变器开关驱动信号(Si*至S6*)。由电压检测器8检测出的相当于蓄电池1的电压的RS端子间电压VRS、由电动机 7的速度检测器45检测出的速度ω、由电压检测器10检测出的UV、VW、WU端子间的电压 VUV、VVW、VWU、由电流检测器9检测出的流过直流端子S的电流Idet被输入到控制运算器 44。控制运算器44根据转矩指令(未图示)以及被输入的检测信号，输出进行电动机 7的旋转控制而得的电流相位指令θ i*、直流电感器电流指令Idc*、动力运行-再生信号， 其中，所述转矩指令是通过以使针对电动机7的速度指令ω*与检测到的速度ω —致的方 式控制电动机7而得到的。而且，控制运算器44以Idc*与Ildcl —致的方式进行电流控制，运算变流器电 压指令Vdc*。直流电感器电流Idc作为电流Idet的载波周期Tc内的峰值而求出。另外，
Idc的检测方法并不限于此，也可以通过霍尔传感器测定直流电感器的磁通，根据磁通进 行换算，还可以对将直流电感器的两个线圈同时卷绕到电流互感器上而检测到的值进行换 算。此外，变流器电压指令Vdc*在动力运行时为正，在再生时为负，控制运算器44根据该 极性来输出动力运行-再生信号。利用蓄电池1的电压VRS对所运算出的变流器电压指令Vdc*进行归一化，其绝对 值成为变流器通流率指令λ c*。通过进行将变流器通流率指令λ c*抑制为规定值λ limit 以使变流器通流率λ c成为1以下的值的处理，来决定变流器通流率Xe。另外，在变流器通流率指令λ c*超过规定值λ limit的情况下，通过根据变流器通流率指令λ c*与规定 值λ limit之间的差分来减小逆变器通流率λ i的处理，决定逆变器通流率λ i。下面，使用图5、图6，分别针对动力运行、再生来说明脉冲分配器41的脉冲生成 例。在图5和图6的上部，示出了根据逆变器通流率λ i和电流相位指令θ i*而运算出的 PWM脉冲时间指令Το、Τ1和电流型逆变器开关驱动信号(Si*至S6*)。另外，图中的脉冲信 号的低电平侧为OFF，高电平侧为ON。在动力运行时，如图5所示，在不均等载波波形fc的λ cXTc期间内，分配电流型 逆变器开关驱动信号(Si*至S6*)作为驱动信号(Sli至S6i)，将驱动信号(Slc至S6c)全 部设置为OFF，在不均等载波波形fc的(1- λ c) XTc期间内，分配电流型逆变器开关驱动信 号(S2*、S4*、S6*)作为驱动信号(S2c、S4c、S6c)，将驱动信号(S2i、S4i、S6i)设置为OFF。在再生时，如图6所示，在不均等载波波形fc的λ cXTc期间内，分配电流型逆变 器开关驱动信号(Si*至S6*)作为驱动信号(Slc至S6c)，将驱动信号(Sli至S6i)全部设 置为OFF，在不均等载波波形fc的(l-λ c) XTc期间内，分配电流型逆变器开关驱动信号 (S2*、S4*、S6*)作为驱动信号(S2i、S4i、S6i)，将驱动信号(S2c.S4c.S6c)设置为 OFF。通过这种方式，PWM控制电路23使电力转换电路31、32协作地进行开关动作。接着，依次说明升降压以及动力运行/再生的具体动作。首先，使用图3来对从蓄电池1向电动机7进行电力转换的情况进行说明。在图 中，为了明确IGBT的导通截止状态，将IGBT标记为机械开关。以下相同。在不进行Vdc的电压控制的情况下，只有电力转换电路32根据逆变器通流率入士 和电流相位指令θ i*进行脉冲宽度调制。以负载功率因数大致为1且U相电流为正的最 大值的附近为例，按照图3(b)、(d)、(f)的顺序切换单向开关17至22的驱动信号(Sli至 S6i)。在进行Vdc电压控制(调节)的情况下，电力转换电路31、32均根据逆变器通流 率Xi和电流相位指令进行脉冲宽度调制。因此，除了图3(b)、(d)、(f)外，也被切换 为图3(a)、(c)、(e)的开关状态。在图3(a)和(b)、图3 (c)和(d)、图3 (e)和(f)的各图 中，三相交流侧的电动机7的电流状态相同。在根据变流器通流率λc进行脉冲宽度调制 时，要考虑该情况。此时，如果变流器通流率λ c变大(变小)，则增大(减小)图3 (b)、(d)、(f)的 时间比率，减小(增大)图3 (a)、(c)、(e)的时间比率，使Vdc的平均值变高(变低)。另外，单向开关11、13、15始终截止，耦合电感器3的线圈B2端开路，耦合电感器 3不是作为变压器，而是作为电感器进行动作。升压和降压取决于逆变器通流率λ i、变流器通流率λ c的大小，如果λ i < λ c， 则是从蓄电池1向电动机7的升压动作(从直流电压向三相交流的动力运行)、如果λ i > λ c，则是从蓄电池1向电动机7的降压动作(从直流电压向三相交流的动力运行)。接着，利用图4来对从电动机7向蓄电池1进行电力转换的情况的具体动作进行 说明。在不进行Vdc的电压控制的情况下，只有电力转换电路31根据逆变器通流率λ i 和电流相位指令进行脉冲宽度调制。图4示出电流相位与图3相差180°的状态。以 U相电流为负的最大值的附近为例，按照图4(b)、(d)、(f)的顺序切换单向开关11至16的驱动信号(SlcM S6c)。在进行Vdc的电压控制(调节)的情况下，电力转换电路31、32均根据逆变器通 流率Xi和电流相位指令进行脉冲宽度调制。因此，除了图4(b)、(d)、(f)外，也被切 换为图4(a)、(c)、(e)的开关状态。在图4(a)和(b)、图4(c)和(d)、图4(e)和(f)的各 图中，三相交流侧的电动机7的电流状态相同。在根据变流器通流率λc进行脉冲宽度调 制时，要考虑该情况。此时，如果变流器通流率λ c变大(变小)，则增大(减小)图4 (b)、(d)、(f)的 时间比率，减小(增大)图4 (a)、(c)、(e)的时间比率，使Vdc的平均值变高(变低)。另外，单向开关17、19、21始终截止，耦合电感器3的线圈Bl端开路，耦合电感器 3不是作为变压器，而是作为电感器进行动作。升压和降压取决于逆变器通流率λ i、变流器通流率λ c的大小，如果λ i < λ c， 则是从电动机7向蓄电池1的降压动作(从三相交流向直流电压的再生)、如果λ > Ac, 则是从电动机7向蓄电池1的升压动作(从三相交流向直流电压的再生)。通过这种方式 来进行升降压和动力运行/再生动作。接着，对基于变流器通流率λ C的变流器电压Vdc的调节原理进行说明。电力转 换电路32的Vdc是耦合电感器3的线圈Al端子与Α2端子间的电位，由于Al端子与蓄电 池1的正极连接，Α2端子与蓄电池1的负极连接，所以Vdc是蓄电池1的电压。但是，电力转换电路31的单向开关12、14、16的电流流入的负极分别与电力转换 电路32的单向开关18、20、22的负极连接，而且，单向开关12、14、16的电流流出的正极与 耦合电感器3的线圈Al端子以及蓄电池1的正极连接，因此，由单向开关17、19、21和12、 14,16以及耦合电感器3的线圈Al-Bl构成的电路构成图12的虚线内所示的电路。即，该 电路具有变流器电压Vdc = 0的电流型电力转换装置的结构。因此，根据该结构(图12)，对利用单向开关17、19、21和18、20、22还是利用单向 开关17、19、21和12、14、16进行切换，由此能够调节￥如。如果通过脉冲宽度调制来进行单 向开关12、14、16和18、20、22的切换且如上所述根据λ c对切换状态的各自时间进行时间 比率控制，则可以在从零到蓄电池电压的范围内连续地控制Vdc的平均电压。接着，对本发明的即时切换动力运行/再生的功能进行说明。需要如下两个条件为了防止切换动力运行/再生时所产生的浪涌电压导致的开 关元件的破坏，不切断流到耦合电感器3的电流；以及为了防止过电流造成的开关元件的 烧损，禁止输入输出端子间的短路。为了满足这些条件，在动力运行-再生信号发生变化时，脉冲分配器41在流向三 相交流侧的电动机7侧的电流为零的图3(a) (b)、图4(a) (b)所示的时机等，切换单向开关 11至22的驱动信号(Slc至S6c以及Sli至S6i)。利用图7来说明从图3(b)切换为图4(b)的从动力运行到再生的动作及其逆动作。从动力运行到再生的动作切换是(a) — (bl) — (cl) — (dl) — (e)的顺序处 理。图7(a)为与图3(b)相同的状态。如果从该状态将驱动信号Sk设置为0N，则单向开 关14的二极管被蓄电池1的电压VRS逆向偏置而截止，成为(bl)的状态。如果从该状态 将S4i设置为OFF，则单向开关14的二极管导通，成为(cl)的状态。如果从该状态将驱动信号Slc设置为0N，则单向开关11的二极管被蓄电池1的电压VRS逆向偏置而截止，成为 (dl)的状态。如果从该状态将Sli设置为OFF，则耦合电感器3作为回扫变压器(flykick transformer)进行动作，Al-Bl线圈的电流向线圈A2-B2移动，成为(e)的状态。该(e)与 图4(b)相同，之后，进行再生动作。在使两个直流电感器作为回扫变压器来动作时，因为Al-Bl线圈与A2-B2线圈为 相同的匝数，所以移动前与移动后的电流值相同。另外，虽然切断线圈Al-Bl的电流，但是 电流向线圈A2-B2移动，以确保流动路径的方式流动，与耦合电感器不同，不会遮断电流。 产生未与线圈Al-Bl端子耦合的布线的电感成分所导致的浪涌电压。关于从再生到动力运行的动作切换，进行图7中的所述逆动作，能够从图4(b)切 换为图3(b)。另外，还可以进行从流向直流侧的电流也为零的状态起的切换，此时，按照图 7 (Cl) — (dl) — (e) — (d2) — (c2)来进行从动力运行图3(a)到再生图4(a)的切换， 在图7(dl)与(e)之间进行回扫动作。此外，按照图7 (c2) — (b2) — (a) — (bl) — (cl)来进行从再生图4(a)到动力 运行图3(a)的切换，在图7(c2)与(b2)之间进行回扫动作。切换的顺序方向也可以是这 些顺序的相反方向。这样，脉冲分配器41将耦合电感器3用作回扫变压器，安全且即时地切换动力运 行和再生。这里，对具有双向的升降压输出和即时切换动力运行/再生的这两个功能的实施 例进行了说明。如果暂时中断对负载的电力供给，等到电感器的电流变为0，然后进行切换， 则也可以采用取代耦合电感器3而划分为未耦合的两个直流电感器的结构。[实施例2]图8是示出作为本发明第二实施例的电力转换装置的框图。图中，与图1的不同 之处在于，电力转换电路32的负极直流端子是与蓄电池1的正极连接的端子R，电力转换电 路31的负极直流端子是与蓄电池1的负极连接的端子S。伴随着从图1到图8的变更，如果变更脉冲分配器41中的Vdc的调节、动力运行 /再生的切换，则在实施例2中也能进行与实施例1相同的动作。因此，在图8中，如果暂时中断对负载的电力供给，等到电感器的电流变为0，然后 进行切换，则也可以采用取代耦合电感器3而划分为未耦合的两个直流电感器的结构。而且，图9、图10、图11是本发明的电力转换装置的应用例。在本发明的电力转换 装置中，经由直流电感器将电力转换电路31与电力转换电路32的直流端子反向连接，所以 电力转换装置的直流端子可以取正负中的任一极性。另外，因为本发明的电力转换装置能够双向地进行升降压，所以，如图9所示，可 在三相交流侧连接发电机25来取代电动机7，在直流侧连接单相交流电源M来取代蓄电池 1，对来自发电机25的发电电力进行升降压，进行转换后供给到单相交流电源M。而且，也可以如图10所示，将三相交流侧作为系统电源沈，以非绝缘的方式与直 流侧的单相交流电源M连接。而且，如图11所示，将直流侧设为直流电动机27，将三相交流侧设为三相交流电 源观，利用PWM控制电路23中的控制运算器44以使VUV、VVW、VWU的反馈变为期望电压的方式来控制Idc*，但如果将控制运算器44变更为以使反馈的VRS变为期望电压的方式来控 制Idc*的控制运算器，则能够使直流电动机27进行四象限运转。
这样，本发明并不限定直流侧的负载、三相交流侧的负载。
权利要求
1.一种电力转换装置，其具有分别与直流负载或单相交流负载、以及三相交流负载并联连接的第一电流型电力转换 电路和第二电流型电力转换电路；第一直流电感器和第二直流电感器；PWM控制电路，其对所述第一电流型电力转换电路和所述第二电流型电力转换电路进 行脉冲宽度调制，该电力转换装置的特征在于，所述第一电流型电力转换电路和所述第二电流型电力转换电路经由所述第一直流电 感器和所述第二直流电感器按相反极性连接，所述PWM控制电路使所述第一电流型电力转换电路和所述第二电流型电力转换电路 协作地进行开关动作，在所述直流负载或单相交流负载、与所述三相交流负载之间双向地 进行升降压。
2.根据权利要求1所述的电力转换装置，其特征在于，所述第一直流电感器和所述第二直流电感器是具有第一线圈和第二线圈的耦合电感器。
3.根据权利要求1或2所述的电力转换装置，其特征在于，所述第一电流型电力转换电路和所述第二电流型电力转换电路由具有自消弧能力且 能够使电流单向流动的多个单向开关构成，所述第一电流型电力转换电路将三相交流转换为直流或单相交流， 所述第二电流型电力转换电路将直流或单相交流转换为三相交流， 所述第一电力转换电路的正极直流端子与所述第二电力转换电路的负极直流端子经 由所述第一直流电感器而连接，所述第一电力转换电路的负极直流端子与所述第二电力转换电路的正极直流端子经 由所述第二直流电感器而连接，所述第一直流电感器与所述第二直流电感器按照所述第一电力转换电路的正极直流 端子与所述第二电力转换电路的正极直流端子成为同极的方向连接，所述第一电力转换电路的正极和所述第二电力转换电路的正极为直流端子、或者所述 第一电力转换电路的负极和所述第二电力转换电路的负极为直流端子。
4.根据权利要求1或2所述的电力转换装置，其特征在于，在从所述直流负载或单相交流负载向所述三相交流负载进行电力转换时，在所述第一 电力转换电路中，与直流端子连接的单向开关进行动作，在从所述三相交流负载向所述直流负载或单相交流负载进行电力转换时，在所述第二 电力转换电路中，与直流端子连接的单向开关进行动作，从而进行脉冲宽度调制。
5.根据权利要求1或2所述的电力转换装置，其特征在于， 所述PWM控制电路具有控制运算器，其使用所述三相交流负载的相间电压、流过所述直流电感器的电流Idc、 以及所述直流负载或单相交流负载的端子电压VRS，输出作为进行电力转换的方向信号的 动力运行-再生信号、变流器通流率λ c、逆变器通流率λ i和电流相位指令θ i* ；载波发生器，其根据所述变流器通流率λ c，输出时间比率变化的不均等载波波形以及载波期间判别信号；电流型PWM运算器，其根据所述不均等载波波形、所述逆变器通流率λ i和所述电流相 位指令θ i*，生成开关驱动信号Si*至S6*，脉冲分配器，其根据所述动力运行-再生信号和所述载波期间判别信号，将所述开关 驱动信号Si*至S6*分配给所述第一电流型电力转换电路和所述第二电流型电力转换电路。
6.根据权利要求2所述的电力转换装置，其特征在于，所述PWM控制电路在切换所述直流负载或单相交流负载、与所述三相交流负载之间的 电力转换方向时，通过闭合所述第一线圈和所述第二线圈中的某一方的电流路径而断开另 一方的电流路径的动作来进行切换。
7.根据权利要求1或2所述的电力转换装置，其特征在于，所述直流负载或单相交流负载是蓄电装置、发电装置、电源、发电机、电动机中的任一 种，所述三相交流负载是系统电源、发电装置、发电机、电动机中的任一种。
全文摘要
本发明提供电力转换装置。本发明的课题是无需进行多级的电力变换而高效地提供可进行直流或单相交流与三相交流的双向转换的升降压以及动力运行/再生的瞬时切换的电力转换装置。该电力转换装置具有两个电流型电力转换电路(31、32)和PWM控制电路(23)，所述电流型电力转换电路(31、32)分别与直流负载或单相交流负载(1)、以及三相交流负载(7)并联连接，并经由两个直流电感器(3)按相反极性连接，所述PWM控制电路(23)使两个电流型电力转换电路(31、32)协作地进行开关动作，进行脉冲宽度调制，在直流负载或单相交流负载(1)、与三相交流负载(7)之间双向地进行升降压。
文档编号H02M7/797GK102104343SQ20101059837
公开日2011年6月22日 申请日期2010年12月21日 优先权日2009年12月22日
发明者山中克利 申请人:株式会社安川电机
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