对称控制型三相三电平直流变换器及其对称控制方法
专利名称：对称控制型三相三电平直流变换器及其对称控制方法
技术领域：
本发明涉及功率变换器中的一种对称控制型三相三电平直流变换器及其控制方 法，属于电力电子变换器领域。
背景技术：
随着各种电力电子设备的广泛应用，人们对使用市电的功率变换装置的用电质 量提出了严格的要求。国际电工委员会已经制定了相应的标准，对谐波含量进行了限 制，这就要求电气装置有必要采用功率因数校正技术。中、大功率的高频开关电源一般 为三相380VAC 士 20%输入，整流后的直流母线电压最高将会达到640V左右。如果采用 三相功率因数技术，直流母线电压通常会达到760 800V，甚至会高达上千伏，这就使 得后级直流变换器中开关管的电压应力大大增加，给器件的选取带来了困难。
三电平变换器可以通过增加开关管的数量来降低开关管的电压应力，使之适用 于高输入电压场合。半桥三电平变换器是最早提出的隔离型三电平变换器之一，它具有 电路结构简单、可以实现软开关及开关频率恒定等优点，因而得到广泛地应用。但随着 输出功率的提高，开关管的电流应力也随之增加。为了降低开关管的电流应力，可以采 用多个器件或模块并联的方法，但同时也存在热设计困难、控制电路复杂等问题。发明内容
本发明针对高压输入大功率应用场合，而提出一种能有效降低开关管电压和电 流应力的对称控制型三相三电平直流变换器及其对称控制方法。
该对称控制型三相三电平直流变换器的结构包括电源电路、半桥三电平电 路、全桥电路、三相隔离变压器和整流滤波电路；所述电源电路包括直流源以及第一和 第二分压电容，第一分压电容的一端与直流源正极的连接点构成电源电路的正输入端， 第二分压电容的一端与直流源负极的连接点构成电源电路的负输入端；所述半桥三电平 电路包括第一和第二续流二极管、飞跨电容及第一、第三、第四和第六开关管，所述全 桥电路包括第一、第二、第四和第五开关管，全桥电路与半桥三电平电路共用第一和第 四开关管，其中第六开关管的漏极连接电源电路的正输入端，第三开关管的源极连接 电源电路的负输入端，第六开关管的源极分别连接第一续流二极管的阴极、飞跨电容的 一端、第一开关管的漏极和第五开关管的漏极，第三开关管的漏极分别连接第二续流二 极管的阳极、飞跨电容的另一端、第四开关管的源极和第二开关管的源极，第一续流二 极管阳极与第二续流二极管阴极的连接点连接电源电路中第一分压电容另一端与第二分 压电容另一端的连接点；所述三相隔离变压器是由a相、b相及c相变压器组成，a相变压 器原边绕组的同名端通过a相变压器原边寄生漏感分别连接c相变压器原边绕组的异名端 及第一开关管源极与第四开关管漏极的连接点，b相变压器原边绕组的同名端通过b相变 压器原边寄生漏感分别连接a相变压器原边绕组的异名端及第一续流二极管阳极与第二续 流二极管阴极的连接点，c相变压器原边绕组的同名端通过c相变压器原边寄生漏感分别连接b相变压器原边绕组的异名端及第五开关管源极与第二开关管漏极的连接点，a相、 b相及c相变压器副边绕组的异名端相互连接；所述整流滤波电路包括第一至第六整流二 极管、滤波电感及滤波电容，第一整流二极管阳极与第二整流二极管阴极的连接点连接a 相变压器副边绕组的同名端，第三整流二极管阳极与第四整流二极管阴极的连接点连接b 相变压器副边绕组的同名端，第五整流二极管阳极与第六整流二极管阴极的连接点连接c 相变压器副边绕组的同名端，第一、第三和第五整流二极管的阴极相互连接并连接滤波 电感的一端，滤波电感的另一端分别连接滤波电容的一端及负载的一端，第二、第四和 第六整流二极管的阳极相互连接并连接滤波电容的另一端及负载的另一端。 上述对称控制型三相三电平直流变换器的对称控制方法为第一至第六开关管 的导通时间相同，序号相邻的开关管依次轮流导通，开通时间相隔1/6开关周期，每个 开关管的占空比变化范围为1/6 1/3。本发明与现有技术相比具有如下技术效果(1)所有开关管的电压应力均为输入电压的一半，适用于高压输入场合；(2)有效提高输入输出电流脉动频率，进而减小了输入输出滤波器体积，提高了 变换器的功率密度，改善了变换器的动态特性；(3)采用三相变压器结构，有效降低开关管的电流应力，适用于大功率应用场
I=I O
图1为本发明变换器的电路结构原理图。图2为本发明变换器的主要波形示意图。图3 图21分别为本发明变换器前半周期开关模态1 19的等效电路原理图。上述附图中的符号名称Vm为(输入)直流源；Cdl、Cd2分别为第一、第二分 压电容；Q1 Q6分别为第一至第六开关管；C1-C6分别为第一至第六开关管的寄生电 容；D1-D6分别为第一至第六开关管的体二极管；Dfl、Df2分别为第一、第二续流二极 管；Css为飞跨电容；Tra、TA、Trc分别为三相隔离变压器中的a相、b相和c相变压器； Llka, Llkb, Llk。分别为a相、b相和c相变压器的原边寄生漏感；Dri Dr6分别为第一至 第六整流二极管；Lf为滤波电感；Cf为滤波电容；Rld为负载；vAB为图1中A、B两点 间电压；vAC为图1中A、C两点间电压；vBC为图1中B、C两点间电压；Vrect为副边整 流电压；V。为输出电压；iA、iB、ic分别为图1中流出A点、B点和C点的电流；ipa、 ipb、ip。分别为a相、b相和c相变压器的原边电流；isa、isb、is。分别为a相、b相和c相 变压器的副边电流；I。为输出电流。
具体实施例方式下面结合附图对本发明作进一步说明。如图1所示，本发明对称控制型三相三电平直流变换器是由电源电路1、半桥三 电平电路2、全桥电路3、三相隔离变压器4及整流滤波电路5依次连接构成，其中三 相隔离变压器4的原边绕组采用三角形连接方式，其副边绕组采用星形连接方式；整流 滤波电路5采用三相桥式整流电路。
本发明变换器的具体结构如下
所述电源电路1包括直流源Vm以及第一和第二分压电容Cdl、Cd2，第一分压电 容Q1的一端与直流源Vm正极的连接点构成电源电路1的正输入端，第二分压电容Cd2的 一端与直流源Vin负极的连接点构成电源电路1的负输入端；所述半桥三电平电路2包括 第一和第二续流二极管Dfl、Df2,飞跨电容Css以及第一、第三、第四和第六开关管仏、 Q3> Q4、Q6,所述全桥电路3包括第一、第二、第四和第五开关管Qi、Q2> Q4、Q5,全 桥电路3与半桥三电平电路2共用第一和第四开关管仏、Q4,其中第六开关管( 的漏 极连接电源电路1的正输入端，第三开关管Q3的源极连接电源电路1的负输入端，第六 开关管Q6的源极分别连接第一续流二极管DflW阴极、飞跨电容Css的一端、第一开关管 Q1的漏极和第五开关管Q5的漏极，第三开关管( 的漏极分别连接第二续流二极管Df2的 阳极、飞跨电容Css的另一端、第四开关管仏的源极和第二开关管( 的源极，第一续流 二极管Dfl阳极与第二续流二极管Df2阴极的连接点连接电源电路1中第一分压电容Q1另 一端与第二分压电容Cd2另一端的连接点；所述三相隔离变压器4是由a相、b相和c相 变压器Tra、TA、Trc组成，a相变压器Tra原边绕组的同名端通过a相变压器原边寄生漏感 Llka分别连接c相变压器Trc原边绕组的异名端及第一开关管C^1源极与第四开关管Q4漏极 的连接点，b相变压器Ta原边绕组的同名端通过b相变压器原边寄生漏感Llkb分别连接a 相变压器Tra原边绕组的异名端及第一续流二极管Dfl阳极与第二续流二极管Df2阴极的连 接点，c相变压器Trc原边绕组的同名端通过c相变压器原边寄生漏感Llk。分别连接b相变 压器Ta原边绕组的异名端及第五开关管Q5源极与第二开关管Q2漏极的连接点，a相、 b相及c相变压器Tra、TA、Trc副边绕组的异名端相互连接；所述整流滤波电路5包括第 一至第六整流二极管DR1、Dr2> Dr3> Dr4> Dr5> Dr6，滤波电感Lf及滤波电容Cf，第一 整流二极管Dri阳极与第二整流二极管Dr2阴极的连接点连接a相变压器Tra副边绕组的 同名端，第三整流二极管Dr3阳极与第四整流二极管Dr4阴极的连接点连接b相变压器Ta 副边绕组的同名端，第五整流二极管Dr5阳极与第六整流二极管Dr6阴极的连接点连接c 相变压器Trc副边绕组的同名端，第一、第三和第五整流二极管DR1、DR3、Dr5的阴极相 互连接并连接滤波电感Lf的一端，滤波电感Lf的另一端分别连接滤波电容Cf的一端及负 载Rld的一端，第二、第四和第六整流二极管DR2、DR4、Dr6的阳极相互连接并连接滤波 电容Cf的另一端及负载Rld的另一端。
在本发明变换器中第一和第二分压电容Cdl、Cd2的容量很大且相等，两者的 电压均为输入直流源Vm电压的一半，即v。dl = V。d2 = Vm/2，两个分压电容均可看作电压 为Vm/2的电压源。第一至第六开关管(^1 ( 均为带有体二极管和寄生电容的功率开关 器件。
本发明变换器的控制方法如下开关管Q Q6的导通时间相同，序号相邻的 开关管依次轮流导通，其开通时间相隔1/6开关周期，每个开关管的占空比变化范围为 1/6 1/3，由于所有开关管的导通时间相同，因此称之为对称控制方式。
由于变换器稳态工作点或变换器自身参数的不同，变换器的工作情况也存在差 异。由图2可知，本变换器在一个开关周期内有36种开关模态，其中时间段化前， t18]为前半周期，其余为后半周期。为说明工作原理，下面结合图2 图21对本发明变 换器的一种工作情况的前半周期各开关模态进行分析。
在分析之前作如下假设①所有开关管和二极管均为理想器件；②所有电感、 电容和隔离变压器均为理想组件；③飞跨电容Css足够大，稳态时其电压④滤 波电感Lf足够大，在一个开关周期内其可以看作是一个电流值为I。的恒流源，I。即输出 电流。1.开关模态l[tQ前]，等效电路如图3所示tQ时刻以前，开关管仏、二极管Dfl和D5导通，整流二极管DR1、Dr4和Dr6导 通。变压器原、副边电压均为零，因此副边整流电压Vrert也为零。2.开关模态2[tQ tj，等效电路如图4所示tQ时亥lj，开关管Q2硬开通，二极管D5的电流转移到Q2中。此时Vab = 0，vBC = Vm/2，vAC = -Vm/2, 线性下降，线性上升。当ipb减小到零时，二极管Dr4 关断，Dr3开通，副边完成换流，该模态结束。3.开关模态3[、 I2]，等效电路如图5所示该模态中，开关管仏、Q2和二极管Dfl导通，整流二极管DR1、DR3、Dr6导通。 由理论分析可得，此时副边整流电压Vrert为0.75kVm，k为变压器每相副边对原边的变比， 下同。4.开关模态4[t2 t3]，等效电路如图6所示^过零后开始正向增加，给电容C3充电，同时给电容C6放电，电路进入谐振状 态，参与谐振的元件为C3、C6&Llka、Llkb。5.开关模态5[t3 t4]，等效电路如图7所示t3时刻，开关管Q1关断，电容C1和C4参与谐振，副边整流电压Vrert开始下降。 由于C1和C4限制了 Q1电压的上升率，因此仏为零电压关断。在此过程中，漏感Llka的 能量用来给C1和C4进行充放电，因此ipa下降，ipb上升，从而导致^开始增加，并最终 维持在图7中所示的方向。6.开关模态6[t4 t5]，等效电路如图8所示由于电路的工作条件不同，电容Cp C3> C4和C6充放电结束时间也不同。此 处假设C3和C6先充放电结束，iB转移至二极管Df2中，电容C1和C4继续充放电，副边 整流电压Vrert继续下降。7.开关模态7[t5 te]，等效电路如图9所示t5时刻，电容Cjn C4充放电结束，二极管D4自然导通，副边整流电压Vrert下降 至零。此时VAB = VBC = Vac = 0，iA、保持不变，其值取决于上一个开关模态的 终值。8.开关模态8[t6 t7]，等效电路如图10所示t6时刻，开关管Q3硬开通，二极管Df2的电流转移到Q3中。此时vAB = -Vm/2， vBC = NJ2, vAC = 0, ^和込线性下降，iB线性上升。当ipa减小到零时，二极管Dri关 断，Dr2开通，副边完成换流，该模态结束。9.开关模态9[t7 、]，等效电路如图11所示该模态中，开关管Q2、Q3和二极管D4导通，整流二极管DR2、DR3、Dr6导通。 由理论分析可得，此时副边整流电压Vrert为0.75kVm。 10.开关模态10[t8 g，等效电路如图12所示^过零后开始正向增加，给电容C4充电，同时给C1放电，电路进入谐振状态， 参与谐振的元件为Ci、C4及！^、Llkctj
11.开关模态11 t1Q]，等效电路如图13所示
时刻，开关管Q2关断，电容C2和C5参与谐振，副边整流电压Vrert开始下降。 由于CjPC5限制了 Q2电压的上升率，因此Q2为零电压关断。在此过程中，漏感Llk。的 能量用来给C2和C5进行充放电，因此ip。下降，ipa上升，从而导致^开始增加，并最终 维持在图13所示的方向。
12.开关模态12[t10 tn]，等效电路如图14所示
电容C1和C4充放电结束后，二极管D1自然导通，继续充放电，副边整 流电压Vrert继续下降。
13.开关模态13[tn t12]，等效电路如图15所示
tn时刻，电容C2和C5充放电结束，二极管D5自然导通，副边整流电压Vreet下 降至零。此时VAB = VBC = Vac = 0，iA、保持不变。
14.开关模态14[t12 t13]，等效电路如图16所示
t12时刻，开关管Q4硬开通，二极管D1的电流转移到Q4中。此时vAB = -Vm/2， Vbc = 0, vAC = NJ2, iA线性下降，^和込线性上升。当ipe减小到零时，二极管Dr6关 断，Dr5开通，副边完成换流，该模态结束。
15.开关模态15[t13 t14]，等效电路如图17所示
该模态中，开关管Q3、Q4和二极管D5导通，整流二极管DR2、DR3、Dr5导通， 副边整流电压Vrert为0.75kVm。
16.开关模态16[t14 t15]，等效电路如图18所示^过零后开始正向增加，给电容C5充电，同时给C2放电，电路进入谐振状态， 参与谐振的元件为C2、C5&Llkb、Llk。。
17.开关模态17[t15 t16]，等效电路如图19所示
t15时刻，开关管Q3关断，电容CjPC6参与谐振，副边整流电压Vrert开始下降。 由于C3和C6限制了 Q3电压的上升率，因此Q3为零电压关断。在此过程中，漏感Llkb的 能量用来给C3和C6进行充放电，因此ipb下降，ip。上升，从而导致^开始增加，并最终 维持在图19所示的方向。
18.开关模态18[t16 t17]，等效电路如图20所示
电容C2和C5充放电结束后，二极管D2自然导通，继续充放电，副边整 流电压Vrert继续下降。
19.开关模态19[t17 t18]，等效电路如图21所示
t17时刻，电容C3和C6充放电结束，二极管Df2导通，副边整流电压Vrert下降至 零。此时 VAB = vBC = Vac = 0，iA、保持不变。
t18时刻以后，变换器进入后半周期，工作情况与前半周期类似，所以不再详 述。
下面给出本发明的一个具体实施例的参数输入直流源\^的电压为600V; 输出直流电压V。= 48V;输出电流I。= 20A;三相变压器副、原边变比为1 7;输 出滤波电感Lf = 20uH ；输出滤波电容Cf = 4400uF ； MOSFET开关管C^1 Q6采用APT4012BVR ；续流二极管Dfl、Df2采用DSEI30-06A ；整流二极管Dri Dr6采用 DSEP30-03A ；开关频率 fs = 50kHz。
权利要求
1.一种对称控制型三相三电平直流变换器，包括电源电路(1)、半桥三电平电路(2)、全桥电路(3)、三相隔离变压器(4)和整流滤波电路(5)；所述电源电路(1)包括直流源(I)以及第一和第二分压电容(Gi、Cd2)，第一 分压电容(G1)的一端与直流源(I)正极的连接点构成电源电路(1)的正输入端， 第二分压电容、Cd)的一端与直流源(I)负极的连接点构成电源电路(1)的负输入 端；其特征在于所述半桥三电平电路(2)包括第一和第二续流二极管(Al、Dfi)、 飞跨电容、C)及第一、第三、第四和第六开关管(G、( 3> < 4> < 6>，所述全桥电路(3)包括第一、第二、第四和第五开关管(G、Q2,Qi, Q5)，全桥电路(3)与半桥 三电平电路(2)共用第一和第四开关管(G、Qi)，其中第六开关管(< 6)的漏极 连接电源电路(1)的正输入端，第三开关管(< 3)的源极连接电源电路(1)的负输入 端，第六开关管(< 6)的源极分别连接第一续流二极管(Ai)的阴极、飞跨电容、C) 的一端、第一开关管(Q1)的漏极和第五开关管(Q5)的漏极，第三开关管(< 3)的 漏极分别连接第二续流二极管(J)n)的阳极、飞跨电容〔CJ的另一端、第四开关管(.Qi)的源极和第二开关管(< 2)的源极，第一续流二极管(Ai)阳极与第二续流二 极管(A2)阴极的连接点连接电源电路(1)中第一分压电容(G1)另一端与第二分压 电容、Cd)另一端的连接点；所述三相隔离变压器(4)是由a相、6相和^相变压器 (.Tm, Trb, TJ组成，a相变压器(TJ原边绕组的同名端通过a相变压器原边寄生漏 感(Xlk)分别连接e相变压器(7；)原边绕组的异名端及第一开关管(Q1)源极与第四 开关管(< 4)漏极的连接点，6相变压器〔W原边绕组的同名端通过6相变压器原边 寄生漏感(Xlkb)分别连接a相变压器(TJ原边绕组的异名端及第一续流二极管(Ai) 阳极与第二续流二极管(A2)阴极的连接点，e相变压器(SJ原边绕组的同名端通过 e相变压器原边寄生漏感(Xlk)分别连接6相变压器原边绕组的异名端及第五 开关管(< 5)源极与第二开关管(< 2)漏极的连接点，a相、6相及e相变压器(7；、 Trb, TJ副边绕组的异名端相互连接；所述整流滤波电路(5)包括第一至第六整流二 极管ωΚ 、dR2、Drz、Dm、DR5、Dr&)、滤波电感α,)及滤波电容(c>)，第一整 流二极管(Dm)阳极与第二整流二极管Wr2)阴极的连接点连接a相变压器(TJ副 边绕组的同名端，第三整流二极管D阳极与第四整流二极管(Dm)阴极的连接点 连接α相变压器(U副边绕组的同名端，第五整流二极管ωΚ5)阳极与第六整流二 极管UW阴极的连接点连接e相变压器(7；)副边绕组的同名端，第一、第三和第五 整流二极管、Dm、D临、Dr5)的阴极相互连接并连接滤波电感α,)的一端，滤波电感 (.Lf)的另一端分别连接滤波电容(C 的一端及负载iRld)的一端，第二、第四和第 六整流二极管ωκ2、DRi、Dm)的阳极相互连接并连接滤波电容(Cf)的另一端及负载 (Rld)的另一端。
2.一种基于权利要求1所述的对称控制型三相三电平直流变换器的对称控制方法，其 特征在于第一至第六开关管(G、Q2, Q3, Qi, Q5, Q6)的导通时间相同，序号相邻 的开关管依次轮流导通，开通时间相隔1/6开关周期，每个开关管的占空比变化范围为 1/6 1/3。
全文摘要
本发明公开了一种对称控制型三相三电平直流变换器及其对称控制方法，属于电力电子变换器领域。该变换器的结构是由电源电路(1)、半桥三电平电路(2)、全桥电路(3)、三相隔离变压器(4)及整流滤波电路(5)依次连接构成，变换器中所有开关管的导通时间相同，序号相邻的开关管依次轮流导通，开通时间相隔1/6开关周期。本发明变换器中所有开关管的电压应力均为输入电压的一半，三相变压器和对称控制方式提高了输入输出电流脉动频率，从而减小了输入输出滤波器的体积，同时有效降低了开关管的电流应力。
文档编号H02M3/28GK102025280SQ20101059899
公开日2011年4月20日 申请日期2010年12月22日 优先权日2010年12月22日
发明者刘福鑫, 杨朔, 阮新波 申请人:南京航空航天大学
技术领域：
本发明涉及功率变换器中的一种对称控制型三相三电平直流变换器及其控制方 法，属于电力电子变换器领域。
背景技术：
随着各种电力电子设备的广泛应用，人们对使用市电的功率变换装置的用电质 量提出了严格的要求。国际电工委员会已经制定了相应的标准，对谐波含量进行了限 制，这就要求电气装置有必要采用功率因数校正技术。中、大功率的高频开关电源一般 为三相380VAC 士 20%输入，整流后的直流母线电压最高将会达到640V左右。如果采用 三相功率因数技术，直流母线电压通常会达到760 800V，甚至会高达上千伏，这就使 得后级直流变换器中开关管的电压应力大大增加，给器件的选取带来了困难。
三电平变换器可以通过增加开关管的数量来降低开关管的电压应力，使之适用 于高输入电压场合。半桥三电平变换器是最早提出的隔离型三电平变换器之一，它具有 电路结构简单、可以实现软开关及开关频率恒定等优点，因而得到广泛地应用。但随着 输出功率的提高，开关管的电流应力也随之增加。为了降低开关管的电流应力，可以采 用多个器件或模块并联的方法，但同时也存在热设计困难、控制电路复杂等问题。发明内容
本发明针对高压输入大功率应用场合，而提出一种能有效降低开关管电压和电 流应力的对称控制型三相三电平直流变换器及其对称控制方法。
该对称控制型三相三电平直流变换器的结构包括电源电路、半桥三电平电 路、全桥电路、三相隔离变压器和整流滤波电路；所述电源电路包括直流源以及第一和 第二分压电容，第一分压电容的一端与直流源正极的连接点构成电源电路的正输入端， 第二分压电容的一端与直流源负极的连接点构成电源电路的负输入端；所述半桥三电平 电路包括第一和第二续流二极管、飞跨电容及第一、第三、第四和第六开关管，所述全 桥电路包括第一、第二、第四和第五开关管，全桥电路与半桥三电平电路共用第一和第 四开关管，其中第六开关管的漏极连接电源电路的正输入端，第三开关管的源极连接 电源电路的负输入端，第六开关管的源极分别连接第一续流二极管的阴极、飞跨电容的 一端、第一开关管的漏极和第五开关管的漏极，第三开关管的漏极分别连接第二续流二 极管的阳极、飞跨电容的另一端、第四开关管的源极和第二开关管的源极，第一续流二 极管阳极与第二续流二极管阴极的连接点连接电源电路中第一分压电容另一端与第二分 压电容另一端的连接点；所述三相隔离变压器是由a相、b相及c相变压器组成，a相变压 器原边绕组的同名端通过a相变压器原边寄生漏感分别连接c相变压器原边绕组的异名端 及第一开关管源极与第四开关管漏极的连接点，b相变压器原边绕组的同名端通过b相变 压器原边寄生漏感分别连接a相变压器原边绕组的异名端及第一续流二极管阳极与第二续 流二极管阴极的连接点，c相变压器原边绕组的同名端通过c相变压器原边寄生漏感分别连接b相变压器原边绕组的异名端及第五开关管源极与第二开关管漏极的连接点，a相、 b相及c相变压器副边绕组的异名端相互连接；所述整流滤波电路包括第一至第六整流二 极管、滤波电感及滤波电容，第一整流二极管阳极与第二整流二极管阴极的连接点连接a 相变压器副边绕组的同名端，第三整流二极管阳极与第四整流二极管阴极的连接点连接b 相变压器副边绕组的同名端，第五整流二极管阳极与第六整流二极管阴极的连接点连接c 相变压器副边绕组的同名端，第一、第三和第五整流二极管的阴极相互连接并连接滤波 电感的一端，滤波电感的另一端分别连接滤波电容的一端及负载的一端，第二、第四和 第六整流二极管的阳极相互连接并连接滤波电容的另一端及负载的另一端。 上述对称控制型三相三电平直流变换器的对称控制方法为第一至第六开关管 的导通时间相同，序号相邻的开关管依次轮流导通，开通时间相隔1/6开关周期，每个 开关管的占空比变化范围为1/6 1/3。本发明与现有技术相比具有如下技术效果(1)所有开关管的电压应力均为输入电压的一半，适用于高压输入场合；(2)有效提高输入输出电流脉动频率，进而减小了输入输出滤波器体积，提高了 变换器的功率密度，改善了变换器的动态特性；(3)采用三相变压器结构，有效降低开关管的电流应力，适用于大功率应用场
I=I O
图1为本发明变换器的电路结构原理图。图2为本发明变换器的主要波形示意图。图3 图21分别为本发明变换器前半周期开关模态1 19的等效电路原理图。上述附图中的符号名称Vm为(输入)直流源；Cdl、Cd2分别为第一、第二分 压电容；Q1 Q6分别为第一至第六开关管；C1-C6分别为第一至第六开关管的寄生电 容；D1-D6分别为第一至第六开关管的体二极管；Dfl、Df2分别为第一、第二续流二极 管；Css为飞跨电容；Tra、TA、Trc分别为三相隔离变压器中的a相、b相和c相变压器； Llka, Llkb, Llk。分别为a相、b相和c相变压器的原边寄生漏感；Dri Dr6分别为第一至 第六整流二极管；Lf为滤波电感；Cf为滤波电容；Rld为负载；vAB为图1中A、B两点 间电压；vAC为图1中A、C两点间电压；vBC为图1中B、C两点间电压；Vrect为副边整 流电压；V。为输出电压；iA、iB、ic分别为图1中流出A点、B点和C点的电流；ipa、 ipb、ip。分别为a相、b相和c相变压器的原边电流；isa、isb、is。分别为a相、b相和c相 变压器的副边电流；I。为输出电流。
具体实施例方式下面结合附图对本发明作进一步说明。如图1所示，本发明对称控制型三相三电平直流变换器是由电源电路1、半桥三 电平电路2、全桥电路3、三相隔离变压器4及整流滤波电路5依次连接构成，其中三 相隔离变压器4的原边绕组采用三角形连接方式，其副边绕组采用星形连接方式；整流 滤波电路5采用三相桥式整流电路。
本发明变换器的具体结构如下
所述电源电路1包括直流源Vm以及第一和第二分压电容Cdl、Cd2，第一分压电 容Q1的一端与直流源Vm正极的连接点构成电源电路1的正输入端，第二分压电容Cd2的 一端与直流源Vin负极的连接点构成电源电路1的负输入端；所述半桥三电平电路2包括 第一和第二续流二极管Dfl、Df2,飞跨电容Css以及第一、第三、第四和第六开关管仏、 Q3> Q4、Q6,所述全桥电路3包括第一、第二、第四和第五开关管Qi、Q2> Q4、Q5,全 桥电路3与半桥三电平电路2共用第一和第四开关管仏、Q4,其中第六开关管( 的漏 极连接电源电路1的正输入端，第三开关管Q3的源极连接电源电路1的负输入端，第六 开关管Q6的源极分别连接第一续流二极管DflW阴极、飞跨电容Css的一端、第一开关管 Q1的漏极和第五开关管Q5的漏极，第三开关管( 的漏极分别连接第二续流二极管Df2的 阳极、飞跨电容Css的另一端、第四开关管仏的源极和第二开关管( 的源极，第一续流 二极管Dfl阳极与第二续流二极管Df2阴极的连接点连接电源电路1中第一分压电容Q1另 一端与第二分压电容Cd2另一端的连接点；所述三相隔离变压器4是由a相、b相和c相 变压器Tra、TA、Trc组成，a相变压器Tra原边绕组的同名端通过a相变压器原边寄生漏感 Llka分别连接c相变压器Trc原边绕组的异名端及第一开关管C^1源极与第四开关管Q4漏极 的连接点，b相变压器Ta原边绕组的同名端通过b相变压器原边寄生漏感Llkb分别连接a 相变压器Tra原边绕组的异名端及第一续流二极管Dfl阳极与第二续流二极管Df2阴极的连 接点，c相变压器Trc原边绕组的同名端通过c相变压器原边寄生漏感Llk。分别连接b相变 压器Ta原边绕组的异名端及第五开关管Q5源极与第二开关管Q2漏极的连接点，a相、 b相及c相变压器Tra、TA、Trc副边绕组的异名端相互连接；所述整流滤波电路5包括第 一至第六整流二极管DR1、Dr2> Dr3> Dr4> Dr5> Dr6，滤波电感Lf及滤波电容Cf，第一 整流二极管Dri阳极与第二整流二极管Dr2阴极的连接点连接a相变压器Tra副边绕组的 同名端，第三整流二极管Dr3阳极与第四整流二极管Dr4阴极的连接点连接b相变压器Ta 副边绕组的同名端，第五整流二极管Dr5阳极与第六整流二极管Dr6阴极的连接点连接c 相变压器Trc副边绕组的同名端，第一、第三和第五整流二极管DR1、DR3、Dr5的阴极相 互连接并连接滤波电感Lf的一端，滤波电感Lf的另一端分别连接滤波电容Cf的一端及负 载Rld的一端，第二、第四和第六整流二极管DR2、DR4、Dr6的阳极相互连接并连接滤波 电容Cf的另一端及负载Rld的另一端。
在本发明变换器中第一和第二分压电容Cdl、Cd2的容量很大且相等，两者的 电压均为输入直流源Vm电压的一半，即v。dl = V。d2 = Vm/2，两个分压电容均可看作电压 为Vm/2的电压源。第一至第六开关管(^1 ( 均为带有体二极管和寄生电容的功率开关 器件。
本发明变换器的控制方法如下开关管Q Q6的导通时间相同，序号相邻的 开关管依次轮流导通，其开通时间相隔1/6开关周期，每个开关管的占空比变化范围为 1/6 1/3，由于所有开关管的导通时间相同，因此称之为对称控制方式。
由于变换器稳态工作点或变换器自身参数的不同，变换器的工作情况也存在差 异。由图2可知，本变换器在一个开关周期内有36种开关模态，其中时间段化前， t18]为前半周期，其余为后半周期。为说明工作原理，下面结合图2 图21对本发明变 换器的一种工作情况的前半周期各开关模态进行分析。
在分析之前作如下假设①所有开关管和二极管均为理想器件；②所有电感、 电容和隔离变压器均为理想组件；③飞跨电容Css足够大，稳态时其电压④滤 波电感Lf足够大，在一个开关周期内其可以看作是一个电流值为I。的恒流源，I。即输出 电流。1.开关模态l[tQ前]，等效电路如图3所示tQ时刻以前，开关管仏、二极管Dfl和D5导通，整流二极管DR1、Dr4和Dr6导 通。变压器原、副边电压均为零，因此副边整流电压Vrert也为零。2.开关模态2[tQ tj，等效电路如图4所示tQ时亥lj，开关管Q2硬开通，二极管D5的电流转移到Q2中。此时Vab = 0，vBC = Vm/2，vAC = -Vm/2, 线性下降，线性上升。当ipb减小到零时，二极管Dr4 关断，Dr3开通，副边完成换流，该模态结束。3.开关模态3[、 I2]，等效电路如图5所示该模态中，开关管仏、Q2和二极管Dfl导通，整流二极管DR1、DR3、Dr6导通。 由理论分析可得，此时副边整流电压Vrert为0.75kVm，k为变压器每相副边对原边的变比， 下同。4.开关模态4[t2 t3]，等效电路如图6所示^过零后开始正向增加，给电容C3充电，同时给电容C6放电，电路进入谐振状 态，参与谐振的元件为C3、C6&Llka、Llkb。5.开关模态5[t3 t4]，等效电路如图7所示t3时刻，开关管Q1关断，电容C1和C4参与谐振，副边整流电压Vrert开始下降。 由于C1和C4限制了 Q1电压的上升率，因此仏为零电压关断。在此过程中，漏感Llka的 能量用来给C1和C4进行充放电，因此ipa下降，ipb上升，从而导致^开始增加，并最终 维持在图7中所示的方向。6.开关模态6[t4 t5]，等效电路如图8所示由于电路的工作条件不同，电容Cp C3> C4和C6充放电结束时间也不同。此 处假设C3和C6先充放电结束，iB转移至二极管Df2中，电容C1和C4继续充放电，副边 整流电压Vrert继续下降。7.开关模态7[t5 te]，等效电路如图9所示t5时刻，电容Cjn C4充放电结束，二极管D4自然导通，副边整流电压Vrert下降 至零。此时VAB = VBC = Vac = 0，iA、保持不变，其值取决于上一个开关模态的 终值。8.开关模态8[t6 t7]，等效电路如图10所示t6时刻，开关管Q3硬开通，二极管Df2的电流转移到Q3中。此时vAB = -Vm/2， vBC = NJ2, vAC = 0, ^和込线性下降，iB线性上升。当ipa减小到零时，二极管Dri关 断，Dr2开通，副边完成换流，该模态结束。9.开关模态9[t7 、]，等效电路如图11所示该模态中，开关管Q2、Q3和二极管D4导通，整流二极管DR2、DR3、Dr6导通。 由理论分析可得，此时副边整流电压Vrert为0.75kVm。 10.开关模态10[t8 g，等效电路如图12所示^过零后开始正向增加，给电容C4充电，同时给C1放电，电路进入谐振状态， 参与谐振的元件为Ci、C4及！^、Llkctj
11.开关模态11 t1Q]，等效电路如图13所示
时刻，开关管Q2关断，电容C2和C5参与谐振，副边整流电压Vrert开始下降。 由于CjPC5限制了 Q2电压的上升率，因此Q2为零电压关断。在此过程中，漏感Llk。的 能量用来给C2和C5进行充放电，因此ip。下降，ipa上升，从而导致^开始增加，并最终 维持在图13所示的方向。
12.开关模态12[t10 tn]，等效电路如图14所示
电容C1和C4充放电结束后，二极管D1自然导通，继续充放电，副边整 流电压Vrert继续下降。
13.开关模态13[tn t12]，等效电路如图15所示
tn时刻，电容C2和C5充放电结束，二极管D5自然导通，副边整流电压Vreet下 降至零。此时VAB = VBC = Vac = 0，iA、保持不变。
14.开关模态14[t12 t13]，等效电路如图16所示
t12时刻，开关管Q4硬开通，二极管D1的电流转移到Q4中。此时vAB = -Vm/2， Vbc = 0, vAC = NJ2, iA线性下降，^和込线性上升。当ipe减小到零时，二极管Dr6关 断，Dr5开通，副边完成换流，该模态结束。
15.开关模态15[t13 t14]，等效电路如图17所示
该模态中，开关管Q3、Q4和二极管D5导通，整流二极管DR2、DR3、Dr5导通， 副边整流电压Vrert为0.75kVm。
16.开关模态16[t14 t15]，等效电路如图18所示^过零后开始正向增加，给电容C5充电，同时给C2放电，电路进入谐振状态， 参与谐振的元件为C2、C5&Llkb、Llk。。
17.开关模态17[t15 t16]，等效电路如图19所示
t15时刻，开关管Q3关断，电容CjPC6参与谐振，副边整流电压Vrert开始下降。 由于C3和C6限制了 Q3电压的上升率，因此Q3为零电压关断。在此过程中，漏感Llkb的 能量用来给C3和C6进行充放电，因此ipb下降，ip。上升，从而导致^开始增加，并最终 维持在图19所示的方向。
18.开关模态18[t16 t17]，等效电路如图20所示
电容C2和C5充放电结束后，二极管D2自然导通，继续充放电，副边整 流电压Vrert继续下降。
19.开关模态19[t17 t18]，等效电路如图21所示
t17时刻，电容C3和C6充放电结束，二极管Df2导通，副边整流电压Vrert下降至 零。此时 VAB = vBC = Vac = 0，iA、保持不变。
t18时刻以后，变换器进入后半周期，工作情况与前半周期类似，所以不再详 述。
下面给出本发明的一个具体实施例的参数输入直流源\^的电压为600V; 输出直流电压V。= 48V;输出电流I。= 20A;三相变压器副、原边变比为1 7;输 出滤波电感Lf = 20uH ；输出滤波电容Cf = 4400uF ； MOSFET开关管C^1 Q6采用APT4012BVR ；续流二极管Dfl、Df2采用DSEI30-06A ；整流二极管Dri Dr6采用 DSEP30-03A ；开关频率 fs = 50kHz。
权利要求
1.一种对称控制型三相三电平直流变换器，包括电源电路(1)、半桥三电平电路(2)、全桥电路(3)、三相隔离变压器(4)和整流滤波电路(5)；所述电源电路(1)包括直流源(I)以及第一和第二分压电容(Gi、Cd2)，第一 分压电容(G1)的一端与直流源(I)正极的连接点构成电源电路(1)的正输入端， 第二分压电容、Cd)的一端与直流源(I)负极的连接点构成电源电路(1)的负输入 端；其特征在于所述半桥三电平电路(2)包括第一和第二续流二极管(Al、Dfi)、 飞跨电容、C)及第一、第三、第四和第六开关管(G、( 3> < 4> < 6>，所述全桥电路(3)包括第一、第二、第四和第五开关管(G、Q2,Qi, Q5)，全桥电路(3)与半桥 三电平电路(2)共用第一和第四开关管(G、Qi)，其中第六开关管(< 6)的漏极 连接电源电路(1)的正输入端，第三开关管(< 3)的源极连接电源电路(1)的负输入 端，第六开关管(< 6)的源极分别连接第一续流二极管(Ai)的阴极、飞跨电容、C) 的一端、第一开关管(Q1)的漏极和第五开关管(Q5)的漏极，第三开关管(< 3)的 漏极分别连接第二续流二极管(J)n)的阳极、飞跨电容〔CJ的另一端、第四开关管(.Qi)的源极和第二开关管(< 2)的源极，第一续流二极管(Ai)阳极与第二续流二 极管(A2)阴极的连接点连接电源电路(1)中第一分压电容(G1)另一端与第二分压 电容、Cd)另一端的连接点；所述三相隔离变压器(4)是由a相、6相和^相变压器 (.Tm, Trb, TJ组成，a相变压器(TJ原边绕组的同名端通过a相变压器原边寄生漏 感(Xlk)分别连接e相变压器(7；)原边绕组的异名端及第一开关管(Q1)源极与第四 开关管(< 4)漏极的连接点，6相变压器〔W原边绕组的同名端通过6相变压器原边 寄生漏感(Xlkb)分别连接a相变压器(TJ原边绕组的异名端及第一续流二极管(Ai) 阳极与第二续流二极管(A2)阴极的连接点，e相变压器(SJ原边绕组的同名端通过 e相变压器原边寄生漏感(Xlk)分别连接6相变压器原边绕组的异名端及第五 开关管(< 5)源极与第二开关管(< 2)漏极的连接点，a相、6相及e相变压器(7；、 Trb, TJ副边绕组的异名端相互连接；所述整流滤波电路(5)包括第一至第六整流二 极管ωΚ 、dR2、Drz、Dm、DR5、Dr&)、滤波电感α,)及滤波电容(c>)，第一整 流二极管(Dm)阳极与第二整流二极管Wr2)阴极的连接点连接a相变压器(TJ副 边绕组的同名端，第三整流二极管D阳极与第四整流二极管(Dm)阴极的连接点 连接α相变压器(U副边绕组的同名端，第五整流二极管ωΚ5)阳极与第六整流二 极管UW阴极的连接点连接e相变压器(7；)副边绕组的同名端，第一、第三和第五 整流二极管、Dm、D临、Dr5)的阴极相互连接并连接滤波电感α,)的一端，滤波电感 (.Lf)的另一端分别连接滤波电容(C 的一端及负载iRld)的一端，第二、第四和第 六整流二极管ωκ2、DRi、Dm)的阳极相互连接并连接滤波电容(Cf)的另一端及负载 (Rld)的另一端。
2.一种基于权利要求1所述的对称控制型三相三电平直流变换器的对称控制方法，其 特征在于第一至第六开关管(G、Q2, Q3, Qi, Q5, Q6)的导通时间相同，序号相邻 的开关管依次轮流导通，开通时间相隔1/6开关周期，每个开关管的占空比变化范围为 1/6 1/3。
全文摘要
本发明公开了一种对称控制型三相三电平直流变换器及其对称控制方法，属于电力电子变换器领域。该变换器的结构是由电源电路(1)、半桥三电平电路(2)、全桥电路(3)、三相隔离变压器(4)及整流滤波电路(5)依次连接构成，变换器中所有开关管的导通时间相同，序号相邻的开关管依次轮流导通，开通时间相隔1/6开关周期。本发明变换器中所有开关管的电压应力均为输入电压的一半，三相变压器和对称控制方式提高了输入输出电流脉动频率，从而减小了输入输出滤波器的体积，同时有效降低了开关管的电流应力。
文档编号H02M3/28GK102025280SQ20101059899
公开日2011年4月20日 申请日期2010年12月22日 优先权日2010年12月22日
发明者刘福鑫, 杨朔, 阮新波 申请人:南京航空航天大学
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