液体喷射装置、医疗设备的制作方法
专利名称：液体喷射装置、医疗设备的制作方法
技术领域：
本发明涉及驱动电容成分变动的电容性负载的技术、或者切换驱动电容成分不同的多个电容性负载的技术。
背景技术：
诸如搭载于喷墨打印机的喷射头等具有多个施加预定的驱动信号进行动作的致动器。在使用模拟放大电路生成该驱动信号时，在电路内流过较大的电流，因而消耗较大的功率。结果，不仅功率效率下降，而且电路基板增大，并且由于被消耗的功率变为热量，因而需要较大的散热片，使得基板更加大型化。因此，提出了这样的技术(专利文献1)，不直接将模拟的驱动信号放大，而是将作为驱动信号基准的驱动波形信号暂时转换为调制信号，将所得到的调制信号放大，然后通过平滑滤波器得到被放大后的驱动信号。调制信号的放大仅需切换开关的接通/断开即可实现。另外，平滑滤波器能够使用组合了线圈和电容器的LC电路实现，因而在原理上不消耗功率。因此，根据提案的技术，不需消耗较大的功率即可生成驱动信号，结果，不仅功率效率提高，而且能够使电路基板小型化。但是，在提案的技术中，由于用LC电路构成平滑滤波器，因而导致产生高频带的谐振特性，难以得到目标的驱动信号。为了抑制这种谐振特性， 有在平滑滤波器中插入电阻的方法，但是在电流通过电阻时将消耗功率，因而大大抹杀了提高功率效率并使电路基板小型化的最初目的。因此，提出了这样的技术(专利文献幻，用A/D转换器对施加给致动器的驱动信号进行转换，对微分运算等稳定化处理采用数字信号处理，由此抑制谐振特性，得到稳定的驱动信号。根据这种技术，通过构成根据数字驱动信号和数字负载电压信号来估计流向压电元件的电流的大小的状态稳定机构，能够抑制平滑滤波器的谐振特性，而无需使用电阻。专利文献1日本特开2007-168172号公报专利文献2日本特开2010-46989号公报但是，在提案的技术中，这种状态稳定机构的数字信号处理比较复杂，完成处理需要十几 几十时钟，因而负反馈用的延迟时间变长。例如，在数字信号处理IC的时钟频率为几十MHz的情况下，完成处理需要数百ns 数μ s的时间，因而在想要将驱动信号的频率成分提高到数百kHz时，相对于作为其倒数的周期成分的数μ s，包括数字信号处理在内的整体延迟时间达到180度以上的相位延迟，使得该负反馈系统的稳定性下降。并且，在要驱动的电容性负载的确定被变更时，存在驱动信号失真的问题。这是基于以下原因而形成的。例如，在搭载于喷墨打印机的喷射头中驱动压电元件来喷射油墨，但同时驱动的压电元件的数量根据要打印的图像而大幅变动。由于压电元件是具有电容成分的电容性负载，因而待驱动的压电元件的数量增加等同于用于生成驱动信号的平滑滤波器的电容器容量增加，在电容器容量增加时，平滑滤波器的频率特性变化。结果，所得到的驱动信号受其影响而失真。或者，例如在诸如切换使用特性不同的附件的装置中，在采用压电元件作为内置于附件中的致动器的情况下，也产生相同的问题。S卩，压电元件的电容成分的大小根据所安装的附件而不同，因而有可能引发平滑滤波器的频率特性变化，进而导致驱动信号失真。
发明内容
本发明正是为了解决现有技术存在的上述问题的至少一部分问题而提出的，其目的在于提供一种技术，能够抑制平滑滤波器的谐振特性，在将驱动信号的频率成分设定为高达数百kHz的情况下，也能够应对外部干扰生成稳定的高精度的驱动信号，而且功率效率提高，使电路基板小型化。为了解决上述问题的至少一部分问题，本发明的电容性负载驱动电路采用如下结构。即，一种液体喷射装置，其具有用于喷射液体的致动器、和生成用于驱动该致动器的驱动信号的电容性负载驱动电路，该电容性负载驱动电路具有驱动波形信号产生电路，以数字信号的形式输出作为所述驱动信号的基准的驱动波形信号；数字运算电路，对所述驱动波形信号负反馈根据根据施加给所述电容性负载的驱动信号以数字信号的形式生成的数字补偿信号负反馈给所述驱动波形信号，并对所得的信号进行数字运算，从而生成信号；调制电路，对所述数字运算电路的输出进行脉冲调制，由此生成调制信号；数字功率放大电路，对所述调制信号进行功率放大，并生成功率放大调制信号；平滑滤波器，对所述功率放大调制信号进行平滑处理，由此生成施加给所述电容性负载的所述驱动信号；模拟补偿电路，对施加给所述电容性负载的所述驱动信号实施预定的模拟补偿处理，以便使所述驱动信号所包含的频带中的增益特性变平坦；以及数字转换电路，将所述模拟补偿电路的输出转换为数字信号，并作为所述数字补偿信号提供给所述数字运算电路。这样在本发明的电容性负载驱动电路中，对作为应该施加给电容性负载的驱动信号的基准的驱动波形信号进行脉冲调制，由此生成调制信号，对所得到的调制信号进行功率放大并进行平滑处理，由此生成驱动信号。将施加给电容性负载的这种驱动信号负反馈给作为驱动信号的基准的驱动波形信号。此时，对驱动信号实施预定的模拟补偿处理，以便使驱动信号所包含的频带中的增益特性变平坦，然后将所得到的信号转换为数字信号，并且负反馈给驱动波形信号。这样，由于对施加给电容性负载的驱动信号实施使驱动信号的频带中的增益特性变平坦的补偿后进行负反馈，因而能够抑制平滑滤波器的LC电路的谐振特性。由于对被实施脉冲调制后的调制信号进行功率放大，因而能够使电路基板小型化，而在将功率放大时不会消耗多余的功率。另外，驱动信号的负反馈和向调制信号的调制是用数字信号进行的， 在对驱动信号进行负反馈时的针对驱动信号的补偿是由模拟电路执行的，因而能够缩短负反馈用的延迟时间。结果，尽管对驱动信号进行负反馈，在将驱动信号的频率成分设定为高达数百kHz的情况下，也能够输出稳定的驱动信号。在上述的本发明的电容性负载驱动电路中，也可以利用减法电路构成将数字补偿信号负反馈给驱动波形信号的数字运算电路。
如果是减法电路，则能够迅速进行数字运算，因而能够缩短进行负反馈时的延迟时间，输出稳定的驱动信号。在上述的本发明的电容性负载驱动电路中，也可以进行相位超前补偿，作为针对施加给电容性负载的驱动信号的模拟补偿。由于施加给电容性负载的驱动信号是通过平滑滤波器变平滑的电压波形，因而成为相位相对于作为基准的驱动波形信号而延迟的电压波形。因此，在对驱动信号进行负反馈时，如果在进行相位超前补偿后进行负反馈，则能够抑制基于负反馈的谐振现象的产生， 因而能够避免驱动信号变得不稳定。在对驱动信号进行相位超前补偿的本实施例的电容性负载驱动电路中，也可以进行如下设计。首先，并联设置用于进行相位超前补偿的第1模拟电路、和以预定的分压比对驱动信号进行分压的第2模拟电路。将驱动信号分别引导到第1模拟电路和第2模拟电路中，将对第1模拟电路的输出和第2模拟电路的输出进行合成而得到的模拟信号转换为数字信号，然后负反馈给驱动波形信号。这样，能够得到对驱动信号进行相位超前补偿来实施负反馈的效果、和将驱动信号进行分压来实施负反馈的效果。因此，即使是在产生了电容性负载的电容成分(或者感应成分)的大小变动、或将调制信号放大时的电源电压的变动、或构成电容性负载驱动电路的各种元件的偏差等的情况下，也能够抑制驱动信号产生失真。另外，由于将合成后的模拟信号转换为数字信号，因而只需一个A/D转换器即可实现。也可以在液体喷射装置中安装上述的本发明的任意一种电容性负载驱动电路，该液体喷射装置具有用于喷射液体的致动器、和生成用于驱动该致动器的驱动信号的电容性负载驱动电路。这样，即使是在致动器的电容成分的大小或者感应成分的大小变化的情况下，也能够对致动器施加不受这些变化的影响的驱动信号，因而能够恰当地喷射液体。
图1是举例示出安装有本实施例的电容性负载驱动电路的喷墨打印机的说明图。图2是示出在打印机控制电路的控制下，电容性负载驱动电路驱动喷射头的状态的说明图。图3是示出第1实施例的电容性负载驱动电路的具体结构的说明图。图4是示出数字放大电路生成驱动信号的动作的概况的说明图。图5是示出在用LC电路构成平滑滤波器的情况下，驱动信号产生失真的原因的说明图。图6是示出第1实施例的电容性负载驱动电路的动作的说明图。图7是示出第1实施例的电容性负载驱动电路的传递函数的增益特性的说明图。图8是示出第1实施例的电容性负载驱动电路的一周传递函数Ho(S)的频率响应的说明图。图9是示出在第1实施例的电容性负载驱动电路中，增益特性因电容性负载的电容成分大幅增加而变化的说明图。图10是示出第2实施例的电容性负载驱动电路的结构的说明图。
图11是示出第2实施例的电容性负载驱动电路的动作的说明图。图12是示出通过采用第2实施例的电容性负载驱动电路，能够良好地保持驱动信号频带的增益特性的状态的说明图。图13是示出使用压电元件来喷射液体的液体泵的大致结构的说明图。图14是示出第2变形例的电容性负载驱动电路的结构的说明图。图15是示出第3变形例的电容性负载驱动电路的结构的说明图。标号说明2打印介质；10喷墨打印机；20滑架；22滑架壳体；对喷射头J6墨盒；30驱动机构；32正时传送带；34步进电机；40压纸辊；50打印机控制电路；70液体泵；75控制单元； 80喷射单元；81喷嘴；82液体管路；83前面部件；84后面部件；85液体室；86致动器；90 供给泵；91配管；92配管；93液体槽；100喷射口 ； 102墨室；104压电元件；200电容性负载驱动电路；210驱动波形信号产生电路；220数字放大电路；222调制电路；2M数字功率放大电路；2 平滑滤波器；230负反馈电路；232模拟补偿电路；23 补偿电路；232b分压电路；234A/D转换器；235运算放大电路；240数字运算器；250电容性负载驱动电路；300门单元；302门元件。
具体实施例方式下面，为了明确上述的本申请发明的内容，按照下面的顺序对实施例进行说明。A.第1实施例A-1.装置结构A-2.电容性负载驱动电路的电路结构A-3.电容性负载驱动电路的动作B.第2实施例C.变形例C-1.第1变形例C-2.第2变形例C-3.第3变形例A.第1实施例A-1.装置结构图1是举例示出安装有本实施例的电容性负载驱动电路的喷墨打印机10的说明图。图示的喷墨打印机10由以下部分构成滑架20，其沿主扫描方向往复移动，同时在打印介质2上形成墨点；使滑架20往复移动的驱动机构30 ；以及用于进行打印介质2的送纸的压纸辊40等等。在滑架20设有收容油墨的墨盒沈、用于安装墨盒沈的滑架壳体22、和喷射头M等，该喷射头M搭载于滑架壳体22的底面侧(朝向打印介质2侧)，用于喷射油墨，将墨盒沈内的油墨引导到喷射头24，从喷射头M向打印介质2喷射油墨并打印图像。使滑架20往复移动的驱动机构30由通过皮带轮而铺设的正时传送带32、和通过皮带轮来驱动正时传送带32的步进电机34等构成。正时传送带32的一处被固定在滑架壳体22上，通过驱动正时传送带32，能够使滑架壳体22往复移动。压纸辊40与未图示的驱动电机和齿轮机构一起构成进行打印介质2的送纸的送纸机构，能够使打印介质2沿副
6扫描方向每次送纸预定量。在喷墨打印机10还安装有控制整体动作的打印机控制电路50、和用于驱动喷射头24的电容性负载驱动电路200。打印机控制电路50控制喷墨打印机10的整体动作，使电容性负载驱动电路200、驱动机构30和送纸机构等对打印介质2进行送纸，并驱动喷射头 M使喷射油墨。图2是示出在打印机控制电路50的控制下，电容性负载驱动电路200驱动喷射头 M的状态的说明图。首先，简单说明喷射头对的内部构造。如图所示，在喷射头M的底面 (朝向打印介质2的面)设有喷射墨滴的多个喷射口 100。各个喷射口 100分别与墨室102 连接，在墨室102中充满了从墨盒沈供给的油墨。在各个墨室102上设有压电元件104，在对压电元件104施加电压时，压电元件变形而对墨室102加压，使从喷射口 100喷射油墨。 压电元件104的变形量根据施加的电压值而变化，因而如果对压电元件104施加适当的电压波形，并控制墨室102的变形量和时刻，则能够在适当的时刻喷射适当分量的油墨。施加给压电元件104的电压波形(驱动信号)由电容性负载驱动电路200在打印机控制电路50的控制下生成。所生成的驱动信号通过门单元300提供给压电元件104。门单元300是将多个门元件302并联连接形成的电路单元，各个门元件302能够在打印机控制电路50的控制下独立地形成导通状态或者断开状态。因此，从电容性负载驱动电路200 输出的驱动信号，只需通过由打印机控制电路50预先设定为导通状态的门元件302即可施加给对应的压电元件104，从其喷射口喷射油墨。A-2.电容性负载驱动电路的电路结构图3是示出第1实施例的电容性负载驱动电路200的具体结构的说明图。如图所示，电容性负载驱动电路200由以下部分构成驱动波形信号产生电路210，其输出作为驱动信号基准的驱动波形信号；数字放大电路220，其将驱动波形信号放大，并生成模拟的驱动信号；以及将模拟的驱动信号负反馈给数字放大电路220的负反馈电路230和数字运算器240等。数字放大电路220由以下部分构成调制电路222，其对驱动波形信号进行脉冲调制并输出调制信号；将调制信号的功率放大的数字功率放大电路224 ；以及去除被放大后的调制信号的高频成分并生成驱动信号的平滑滤波器2 等，负反馈电路230由以下部分构成模拟补偿电路232，其施加预定的补偿，以便改善驱动信号的特性；A/D转换器234， 其将被补偿后的驱动信号转换为数字信号；以及对A/D转换器234的输入阻抗进行转换的运算放大电路235等。图3中的虚线箭头表示以数字信号的形式传递信号，实线箭头表示以模拟信号的形式传递信号。图4是示出数字放大电路220生成驱动信号的动作的概况的说明图。数字放大电路220内的调制电路222在接收到来自驱动波形信号产生电路210的驱动波形信号时，将其转换为调制信号。此时是转换为脉冲宽度被调制后的调制信号，以便在驱动波形信号的灰度值较大的情况下，使各个脉冲的宽度变宽，相反在灰度值较小的情况下使脉冲的宽度变窄。在此，说明了调制电路222是根据驱动波形信号的灰度值来调制脉冲宽度的脉冲宽度调制电路的情况，但调制的形式不局限于这种形式。例如，也可以将调制电路222设为在脉冲宽度的状态下根据驱动波形信号的灰度值来调制脉冲的密度的脉冲密度调制电路。然后，将所得到的调制信号提供给数字功率放大电路224以进行功率放大。如果是调制信号，则能够容易使用被推挽连接的开关元件(M0SFET等)、电源、和驱动开关元件CN 102529370 A的栅极驱动器，将功率放大。在图4的示例中，由数字功率放大电路2M将调制信号的电压放大。这次将这样放大功率后的调制信号提供给平滑滤波器226。由此，能够得到被调制为较宽脉冲宽度的部分的电压值高、被调制为较窄脉冲宽度的部分的电压值低的模拟驱动信号。平滑滤波器2 通过组合线圈和电容器即可容易实现。如果这样生成驱动信号，则只需在数字功率放大电路224的内部使用开关元件将电源接通或断开，因而将功率放大时不会消耗多余的功率。平滑滤波器2 也能够利用诸如线圈和电容器那样不消耗功率的部件构成。因此，几乎不消耗功率即可生成驱动信号。在此，利用线圈和电容器构成的平滑滤波器2 是一种谐振电路。图5是示出该谐振电路的频率特性的说明图。如图5中的虚线所示，将平均化电路226的线圈的感应成分设为L，将电容器的电容成分设为C，谐振频率f0能够利用图5中示出的计算式求出。因此，在输入了与谐振频率接近的频率成分的波形时，能够产生谐振并输出振幅非常大的波形，该谐振频率是根据线圈的感应成分的大小(阻抗L)和电容器的电容成分的大小(电容 C)而确定的。如图5中的实线所示，如果在平滑滤波器226中插入电阻R，则能够抑制因谐振而形成的失真的影响，但是由于所有电流流过电阻R，因而消耗较大的功率。这样将违背为了抑制功率消耗而将驱动信号暂时转换为调制信号再进行功率放大的目的。因此，在本实施例的电容性负载驱动电路200中，为了抑制这种谐振频率f0附近的谐振特性，设置如图3所示的负反馈电路230，对输出给压电元件104的驱动信号进行负反馈。另外，为了避免由于对所输出的驱动信号进行负反馈而破坏控制系统的稳定性，利用模拟补偿电路232和A/D转换器234等构成负反馈电路230，并采用在对模拟的驱动信号施加预定的补偿后转换为数字数据，并负反馈给数字放大电路220的结构。这样，能够抑制平滑滤波器的谐振特性，而且在模拟补偿电路232中无延迟地进行补偿时，还利用加减运算这种简单的数字运算器240进行负反馈，从而能够进一步缩短整体的延迟时间。结果，即使是在将驱动信号的频率成分设定为高达数百kHz的情况下，也能够实现稳定动作的电容性负载驱动电路200。当然，由于是在调制信号的状态下进行功率放大，因而功率效率提高，也能够使电路基板小型化。下面，对这种本实施例的电容性负载驱动电路200的动作进行说明。A-3.电容性负载驱动电路的动作图6是示出第1实施例的电容性负载驱动电路200的动作的说明图。图6(a)示出图3所示的第1实施例的电容性负载驱动电路200的框图。在图6中，驱动波形信号产生电路210输出的驱动波形信号对应于向控制系统的输入，因而表示为“Vin”，输出给压电元件104的驱动信号对应于控制系统的输出，因而表示为“Vout”。数字功率放大电路224 被表示为将输入放大G倍的增益要素，平滑滤波器2 被表示为具有传递函数Lf (s)的低通滤波器，模拟补偿电路232被表示为具有传递函数β (s)的要素。Lf(S)或者β (s)表示以频域来表示的情况。即，平滑滤波器2 和模拟补偿电路232的响应本来利用以时间为变量的线性微分方程式进行记述，但如果进行拉普拉斯变换将变量变更为频率，则能够利用简单的传递函数来表示线性微分方程式。组合了平滑滤波器2 和模拟补偿电路232等多个要素的系统的响应，在频域中能够利用各个要素的传递函数的加减运算或乘法运算进行表示。因此，相比在时域中求解微分方程式来确认系统的响应，利用拉普拉斯变换而转换为频域中的传递函数来确认频率响应比较简单。Lf (S)或者β (s)表示对表示平滑滤波器2 或者模拟补偿电路232的时间性响应的微分方程式进行拉普拉斯变换而得到的频域中的传递函数。图3所示的第1实施例的电容性负载驱动电路200的动作能够利用在图6(a)的框图中示出的控制系统整体的传递函数进行记述。并且，为了求出控制系统整体的传递函数，只求出各个要素的传递函数即可。图6(b)示出平滑滤波器226的传递函数Lf(S)。将线圈的感应成分的大小设为 L，将电容器的电容成分的大小设为C，则平滑滤波器226的传递函数Lf(S)由图6(b)中示出的1/(s2LC+1)给出。平滑滤波器2 具有使相位延迟的特性，如果对相位已延迟的波形进行负反馈，则有可能使得控制系统不稳定。因此，在模拟补偿电路232中进行使相位超前的补偿，以便使延迟的相位超前。图6(c)示出模拟补偿电路232的传递函数β (s)。如图所示，模拟补偿电路232 能够通过组合电容器和电阻而构成。将电容器的电容成分的大小设为C，将电阻的大小设为 R，则模拟补偿电路232的传递函数β (s)可由图中示出的1/(1+1/CRS)给出。因此，根据图6(a)的框图所示可知，从向系统的输入Vin(S)减去将系统的输出 Vout(S)与模拟补偿电路232的传递函数β (s)相乘得到的值，将相减得到的值乘以增益G 和平滑滤波器226的传递函数Lf (s)，相乘得到的值为系统的输出Vout (s)。对这种关系式进行整理来求出Vout (s)/Vin (s)，控制系统整体的传递函数H(s)如图6(d)所示为H(s) = 1/{β (s)+l/GLf(s)}。图7示出与这样得到的传递函数的增益特性相关的频率响应，图中示出的实线表示传递函数H (S)的频率响应，细的单点划线表示相位超前补偿电路的传递函数β (s)的频率响应。作为参考，在图7中利用虚线示出不进行驱动信号的负反馈时(因此也不进行相位超前补偿时)的传递函数GLf(S)的增益特性。如图所示，通过对驱动信号进行相位超前补偿来实施负反馈，能够在保持驱动信号频带下的增益的状态下充分抑制谐振频率fO附近的峰值。与在平滑滤波器226中插入电阻R时不同，只追加了如图6 (c)所示的模拟补偿电路，因而不会消耗较大的功率。当然，如果只保留像平滑滤波器2 那样最终将数字信号转换为模拟信号用的要素，而将其它所有要素数字化，则能够抑制功耗，而不受电容性负载的变动的影响。例如，用 A/D转换器将输出给压电元件104的驱动信号转换为模拟信号，用数字滤波器实现模拟补偿电路232，同样也能够实现本方式。但是，实际上这种方法很难生成稳定的驱动信号。下面对这点进行说明。首先，为了数字地实现相位超前补偿，可以考虑安装微分滤波器，但由于微分滤波器容易受到噪声的影响，并导致负反馈噪声，因而很难生成稳定的驱动信号。虽然可以考虑在微分滤波器的前级插入用于去除噪声的数字滤波器(低通滤波器)的方法，但是如果使用数字滤波器构成低通滤波器，则产生较大的延迟时间。此外，如专利文献2(日本特开 2010-46989号公报)所述，在构成根据数字驱动信号和数字负载电压信号来估计流向压电元件的电流大小的状态稳定机构的情况下，也产生较大的延迟时间。较大延迟时间产生的结果导致大大破坏了控制系统的稳定性。与此相对，在图6所示的第1实施例的电容性负载驱动电路200中，用模拟电路实现模拟补偿电路232，因而整体上的延迟时间是根据在负反馈电路230中的A/D转换器 234、对数字信号进行负反馈的数字运算器240 (实际上是减法电路)、调制电路222及数字功率放大电路224中产生的延迟时间而确定的，但由于在这些各个要素产生的延迟时间比较短，因而能够充分缩短整体上的延迟时间，顶多约为200ns左右。并且，如果是这种程度的延迟时间，如下面所述能够使控制系统足够稳定地进行动作。首先，控制系统的稳定性是根据一周传递函数Ho (S)确定的。为了使控制系统稳定地进行动作，只要在一周传递函数Ho (s)的增益达到Odb以上的频率范围内，相位的延迟不大于180度即可(相位不达到-180度以下即可)。图6所示的控制系统的一周传递函数 Ho(S)为Ho(S) = G · Lf(S) · β (s) · exp (_s τ )。这相当于向不进行负反馈时的传递函数G · Lf(S)乘以相位超前电路的传递函数 β (S)、和将控制系统整体的延迟时间设为“ τ ”时的延迟时间要素的传递函数exp (-S τ) 得到的值，Ho(S)的增益和相位的频率响应如图8所示。图8是示出第1实施例的电容性负载驱动电路200的一周传递函数Ho (s)的频率响应的说明图。图8(la)、图8(lb)示出延迟时间τ较短时的增益的频率响应、相位的频率响应，图8( )、图W2b)示出延迟时间τ较长时的增益的频率响应、相位的频率响应。图中示出的实线表示一周传递函数Ho(S)的频率响应，图中示出的细虚线表示不进行负反馈时的传递函数的频率响应，细的单点划线表示相位超前补偿电路的传递函数β (s)的频率响应，细的双点划线表示延迟时间。如图中的细虚线所示，不进行负反馈时的传递函数的相位最大延迟到-180度，但由于进行β (s)的相位超前补偿，因而产生90度的余量。结果， 在Ho(S)的增益为Odb以上的频率范围内稳定地进行动作的条件如下-90度< -τ ·动作频率f · 360度S卩，只要“τ 动作频率f< 1/4”即可。如上所述，图6所示的第1实施例的电容性负载驱动电路200的延迟时间τ较短，顶多是200ns (实际上约是一百几十毫微秒)， 如图8(lb)所示，即使在动作频率f截止到IMHz的范围内也能够足够稳定地进行动作。与此相对，在用微分滤波器实现补偿电路以及数字地实现用于去除噪声的低通滤波器时，或者如专利文献2 (日本特开2010-46989号公报)所述数字地实现根据数字驱动信号和数字负载电压信号来估计流向压电元件的电流的大小的状态稳定机构时，延迟时间变长为数百 ns 数ys。结果，如图W2b)所示，在动作频率f达到数百kHz时，将不满足上述的条件， 控制系统容易不稳定，很难稳定地生成驱动信号。如以上说明的那样，在图6所示的第1实施例的电容性负载驱动电路200中，对从平滑滤波器2 输出的驱动信号进行相位超前补偿来实施负反馈，由此能够抑制谐振频率附近的增益特性。该相位超前补偿是使用模拟补偿电路232模拟地进行的。因此，尽管对驱动信号进行负反馈，也能够使控制系统保持稳定，即使在将驱动信号的频率成分设定为高达数百kHz的情况下，也能够稳定地生成高精度的驱动信号。而且，由于在调制信号的阶段进行功率放大，因而能够抑制功耗，使电路基板小型化。由于通过运算放大电路235输入到A/D转换器234中，因而输入阻抗降低，结果，能够可靠地对已进行相位超前补偿的驱动信号进行数字转换，而不受噪声等的影响。在本实施例中，将运算放大电路235构成为非反转放大(电压输出器)，但也可以构成为反转放大，并将数字运算器240设为加法电路。
B.第2实施例在以上说明的第1实施例的电容性负载驱动电路200中，在平滑滤波器226的谐振频率附近抑制增益增大，由此使驱动信号不产生失真。但是，实际上在电容性负载的电容成分(或者感应成分)的大小大幅增加时，平滑滤波器的频率特性变化，驱动信号出现若干失真。图9是示出在第1实施例的电容性负载驱动电路200中，增益特性因电容性负载的电容成分大幅增加而变化的说明图。图中虚线示出的特性是电容性负载的电容成分大幅增加之前的增益特性，图中实线示出的特性是电容性负载的电容成分大幅增加时的增益特性。在图9进行了略微强调性的表示，由于电容性负载的电容成分大幅增加，谐振频率下降 “-df”而接近驱动信号频带，同时也不能完全抑制谐振频率附近的增益的增加。结果，驱动信号的高频成分被强调，虽然微小，但是驱动信号还是出现了失真。但是，通过如下那样构成前述第1实施例的电容性负载驱动电路200的模拟补偿电路232，也能够抑制这种微小的波形的失真。另外，即使在将驱动信号的频率成分设定为高达数百kHz的情况下，也能够针对外部干扰生成更加稳定的驱动信号。下面，对这种第2实施例的电容性负载驱动电路 250进行说明。图10是示出第2实施例的电容性负载驱动电路250的具体结构的说明图。与前面使用图3说明的第1实施例的电容性负载驱动电路200相比可知，第2实施例的电容性负载驱动电路250的不同之处在于变更了模拟补偿电路232，并且对将驱动波形信号与某个常数相乘得到的值进行负反馈控制。第2实施例的模拟补偿电路232构成为使对应于第 1实施例的模拟补偿电路232的相位超前补偿电路23 ，与分压电路232b并联连接。该分压电路232b的分压比是α/G。于是，与驱动波形信号相乘的常数被设定为(α+1)。对这种第2实施例的电容性负载驱动电路250的传递函数K(S)在驱动信号频带中表示哪种频率响应进行考虑。首先，该第2实施例的相位超前补偿电路23 与第1实施例的图3所示的模拟补偿电路232相同，因而由数字放大电路220和相位超前补偿电路 23 构成的传递函数为H(S)。结果，图10所示的第2实施例的电容性负载驱动电路250 的动作能够按照下述的框图进行记述。图11是示出第2实施例的电容性负载驱动电路250的动作的说明图。图11(a)示出第2实施例的电容性负载驱动电路250的框图。在该框图中示出的外部干扰要素δ表示由于电容性负载的电容成分的大小的变动、或将调制信号放大时基于电源电压的变动的增益G的变动、或构成电容性负载驱动电路250的各种元件的偏差等而造成的影响。根据这种框图来记述向控制系统的输入Vin(相当于驱动波形信号产生电路210 输出的驱动波形信号)与控制系统的输出Vout (相当于电容性负载驱动电路250生成的驱动信号)的关系，得到图11(b)所示的关系式。对该式整理Vin和δ，从而求出如图11(c) 所示的表示信号成分即Vin和外部干扰成分即δ分别对输出Vout造成的影响的关系式。 另外，此处关注于驱动信号频带，在该频率范围内H(S)的大小基本为“G”。因此，在图11(c) 所示的关系式中，在设H(S)为G时，最终得到图11(d)所示的关系式。根据该关系式可知，在第2实施例的电容性负载驱动电路250中，信号成分即输入 Vin被放大为G倍，而外部干扰成分δ被抑制为1/(1+α)。因此，能够稳定地生成高精度的驱动信号，而不受电容性负载的电容成分(或者感应成分)的大小或将调制信号放大时的电源电压等的影响。在第2实施例的电容性负载驱动电路250中，不是将输入Vin直接输入，而是在乘以常数(α+l)后进行输入，这是因为在图11(c)所示的关系式的信号成分中，在H(S) =G的条件下，信号成分为Vout = G · Vin。图12示出通过采用第2实施例的电容性负载驱动电路250，能够良好地保持驱动信号频带的增益特性，而不受电容性负载的变动等带来的外部干扰的影响的状态。将图 12(a)所示的第1实施例的电容性负载驱动电路200的增益特性H(S)、和图12(b)所示的第 2实施例的电容性负载驱动电路250的增益特性K(S)进行比较可知，通过采用第2实施例的电容性负载驱动电路250，能够良好地保持驱动信号频带的增益特性，而不受外部干扰的影响，同时高频频带中的增益特性也提高。结果，在第2实施例的电容性负载驱动电路250 中，能够稳定地生成精度更高的驱动信号。当然，能够与第1实施例相同地缩短整体上的延迟时间τ，因而即使在将驱动信号的频率成分设定为高达数百kHz的情况下，也能够稳定地生成高精度的驱动信号。另外，由于将合成的模拟信号转换为数字信号，因而只用一个A/ D转换器即可实现。与第1实施例的电容性负载驱动电路200不同，在第2实施例的电容性负载驱动电路250中，在构成负反馈电路230的模拟补偿电路232中插入由电阻构成的分压电路 232b。因此，在第2实施例的电容性负载驱动电路250中，将消耗相当于在该电阻流过的电流的功率。但是，由于在负反馈电路230中插入运算放大电路235，因而能够用较大的电阻构成分压电路232b，能够将分压电路232b的功耗抑制到几乎不成问题的程度。C.变形例针对上述的各种实施例的电容性负载驱动电路能够考虑以下几种变形例。下面， 对这些变形例进行简单说明。C-1.第1变形例在上述的第1实施例或者第2实施例中，说明了施加驱动信号并进行驱动的电容性负载是喷射头M内的压电元件104的情况。如前面所述，被驱动的压电元件104的数量在图像打印过程中大幅变动，因而电容性负载的电容成分的大小也随之大幅变动。但是，进行驱动的电容性负载不限于喷射头M内的压电元件104，只要是电容成分的大小变动的电容性负载，则可以是任何电容性负载。例如，在驱动使用压电元件来喷射液体的液体泵的情况下，也能够适当采用上述的第1实施例的电容性负载驱动电路200或者第2实施例的电容性负载驱动电路250。图13是示出使用压电元件来喷射液体的液体泵70的大致结构的说明图。如图所示，液体泵70进行大致划分，由脉冲波状喷射液体的喷射单元80、将从喷射单元80喷射的液体朝向喷射单元80进行供给的供给泵90、以及控制喷射单元80和供给泵90的动作的控制单元75等构成。喷射单元80构成为将金属制的后面部件84重合在同样金属制的大致长方形形状的前面部件83上进行旋合固定的构造，在前面部件83的前面竖立设有圆管形状的液体管路82，在液体管路82的前端插装有喷嘴81。在前面部件83与后面部件84的对接面设有薄薄的圆板形状的液体室85，液体室85通过液体管路82与喷嘴81连接。在后面部件84 的内部设有由压电元件构成的致动器86，通过驱动致动器86使液体室85变形，能够改变液体室85的容积。供给泵90通过配管91从储存有将要喷射的液体(水、生理盐水、药液等)的液体槽93中汲取液体，然后通过配管92供给到喷射单元80的液体室85内。供给泵90的动作由控制单元75控制。另外，在控制单元75中内置有电容性负载驱动电路200、250，提供由该电容性负载驱动电路200、250生成的驱动信号来驱动致动器86，使从喷射单元80的喷嘴 81喷射脉冲波状的液体。在此，喷射单元80根据将要喷射的液体或者根据喷射的方式(脉冲的大小、脉冲的反复频率、喷射流量等)，被切换使用为合适特性的喷射单元80。如果喷射单元80的特性不同，则内置的致动器86(压电元件)的电容成分的大小不同。或者，在喷射单元80具有感应成分的情况下，感应成分的大小不同。因此，如果使用上述的第1实施例的电容性负载驱动电路200或者第2实施例的电容性负载驱动电路250生成致动器86的驱动信号，在喷射单元80被切换的情况下，也能够始终稳定地输出高精度的驱动信号。C-2.第2变形例在上述的第1实施例或者第2实施例中，模拟补偿电路232的输出呈正负摆动的波形，因而需要正电压的电源和负电压的电源，以便对该波形进行A/D转换。因此，也可以按照图14所示，向运算放大电路235的非反转输入端子施加偏置电压Vc，由此输出只有正电压侧摆动的波形，在利用A/D转换器234进行A/D转换后，在要进行负反馈之前，减去偏置电压Vc。这样，由于不需要负电压的电源，因而能够使电路小型化。也可以不需要使用如第2实施例的分压电路232b，而按照图14所示通过电阻直接向运算放大电路235输入驱动信号。这样，能够减少电阻的数量，能够用更低的成本实现。C-3.第3变形例在上述的第2实施例的电容性负载驱动电路250中，分压比α /G越大，越能够抑制外部干扰的影响。但是，增大分压比α/G，将导致增大进行负反馈时的增益。因此，在想要抑制外部干扰的影响时，如果过度增大分压比α/G，则有可能使得控制系统不稳定。因此，例如在选择图2所示的多个电容性负载进行驱动的情况下，可以采用消除因同时驱动的压电元件的数量而造成的影响的反滤波器，或者在切换图13所示的喷射单元80的情况下，可以采用消除因切换喷射单元80而造成的影响的反滤波器，由此预先对驱动波形信号产生电路210输出的数字波形进行补偿。图15是示出在驱动波形信号产生电路210中插入反滤波器的结构的说明图。预先确认由打印机控制电路50预先设定为导通状态的门元件302的数量、和每个喷射单元80 的增益特性的恶化(增益根据频率而变化的状态)，求出用于消除恶化状况的反滤波器。也可以使预先求出的反滤波器作用于驱动波形信号产生电路210输出的驱动波形信号，然后输入控制系统。当然，在想要只利用所有反滤波器来消除因同时驱动的压电元件的数量或切换喷射单元80而造成的影响时，必须高精度地设定反滤波器。另外，如果在第2实施例的电容性负载驱动电路250的基础上一并采用反滤波器，则能够在使用反滤波器大致消除影响的状态下，与分压比α/G的量对应地进一步抑制外部干扰的影响。结果，能够稳定地输出高精度的驱动信号，而几乎不受因同时驱动的压电元件的数量或切换喷射单元80而造成的影响。 以上对本实施例的电容性负载驱动电路进行了说明，但本发明不限于上述的所有实施例和变形例，能够在不脱离其宗旨的范围内用各种方式进行实施，例如，通过将本实施例的电容性负载驱动电路应用于在形成包含药剂和营养剂的微型胶囊时使用的流体喷射装置等、包括医疗设备在内的各种电子设备，能够提供功率效率良好的小型化的电子设备。
权利要求
1.一种液体喷射装置，其具有用于喷射液体的致动器、和生成用于驱动该致动器的驱动信号的电容性负载驱动电路，所述电容性负载驱动电路具有驱动波形信号输出电路，其以数字信号的形式输出作为所述驱动信号的基准的驱动波形信号；数字运算电路，其对所述驱动波形信号负反馈输出根据所述驱动信号以数字信号的形式生成的数字补偿信号；调制电路，其对所述数字运算电路的输出进行脉冲调制，由此生成调制信号； 数字功率放大电路，其对所述调制信号进行功率放大，生成功率放大调制信号； 平滑滤波器，其对脉冲波状的功率放大调制信号进行平滑处理，由此生成施加给所述电容性负载的所述驱动信号；第1模拟补偿电路，其对施加给所述电容性负载的所述驱动信号进行相位超前补偿；以及数字转换电路，其将所述第1模拟补偿电路的输出转换为数字信号，并作为所述数字补偿信号提供给所述数字运算电路。
2.根据权利要求1所述的液体喷射装置，其特征在于该电容性负载驱动电路还具有第2模拟补偿电路，其与所述第1模拟补偿电路并联设置，以预定的分压比对施加给所述电容性负载的所述驱动信号进行分压，所述第1模拟补偿电路的输出和所述第2模拟补偿电路的输出合成得到的模拟信号被输出到所述数字转换电路。
3.根据权利要求1或2所述的液体喷射装置，其特征在于该电容性负载驱动电路还具有运算放大电路，该运算放大电路设于所述数字转换电路的输入侧，用于降低该数字转换电路的输入阻抗。
4.根据权利要求3所述的液体喷射装置，其特征在于使所述运算放大电路的输出偏置预定的偏置电压，而且从所述数字转换电路的输出减去相当于该偏置电压的量。
5.一种医疗设备，其具有权利要求1 4中任意一项所述的液体喷射装置。
全文摘要
一种液体喷射装置、医疗设备，能够稳定地生成具有电容成分或者感应成分的电容性负载的驱动信号，而且抑制功耗。对作为应该施加给电容性负载的驱动信号的基准的驱动波形信号进行脉冲调制，由此生成调制信号，对所得到的调制信号进行功率放大后进行平滑处理，由此生成驱动信号。将施加给电容性负载的这种驱动信号负反馈给作为驱动信号的基准的驱动波形信号。此时，对驱动信号实施预定的模拟补偿处理，以便使驱动信号所包含的频带中的增益特性变平坦，然后将所得到的信号转换为数字信号，再负反馈为驱动波形信号。
文档编号B41J2/045GK102529370SQ201110334849
公开日2012年7月4日 申请日期2011年10月28日 优先权日2010年11月15日
发明者井出典孝, 吉野浩行, 大岛敦, 田端邦夫 申请人:精工爱普生株式会社
技术领域：
本发明涉及驱动电容成分变动的电容性负载的技术、或者切换驱动电容成分不同的多个电容性负载的技术。
背景技术：
诸如搭载于喷墨打印机的喷射头等具有多个施加预定的驱动信号进行动作的致动器。在使用模拟放大电路生成该驱动信号时，在电路内流过较大的电流，因而消耗较大的功率。结果，不仅功率效率下降，而且电路基板增大，并且由于被消耗的功率变为热量，因而需要较大的散热片，使得基板更加大型化。因此，提出了这样的技术(专利文献1)，不直接将模拟的驱动信号放大，而是将作为驱动信号基准的驱动波形信号暂时转换为调制信号，将所得到的调制信号放大，然后通过平滑滤波器得到被放大后的驱动信号。调制信号的放大仅需切换开关的接通/断开即可实现。另外，平滑滤波器能够使用组合了线圈和电容器的LC电路实现，因而在原理上不消耗功率。因此，根据提案的技术，不需消耗较大的功率即可生成驱动信号，结果，不仅功率效率提高，而且能够使电路基板小型化。但是，在提案的技术中，由于用LC电路构成平滑滤波器，因而导致产生高频带的谐振特性，难以得到目标的驱动信号。为了抑制这种谐振特性， 有在平滑滤波器中插入电阻的方法，但是在电流通过电阻时将消耗功率，因而大大抹杀了提高功率效率并使电路基板小型化的最初目的。因此，提出了这样的技术(专利文献幻，用A/D转换器对施加给致动器的驱动信号进行转换，对微分运算等稳定化处理采用数字信号处理，由此抑制谐振特性，得到稳定的驱动信号。根据这种技术，通过构成根据数字驱动信号和数字负载电压信号来估计流向压电元件的电流的大小的状态稳定机构，能够抑制平滑滤波器的谐振特性，而无需使用电阻。专利文献1日本特开2007-168172号公报专利文献2日本特开2010-46989号公报但是，在提案的技术中，这种状态稳定机构的数字信号处理比较复杂，完成处理需要十几 几十时钟，因而负反馈用的延迟时间变长。例如，在数字信号处理IC的时钟频率为几十MHz的情况下，完成处理需要数百ns 数μ s的时间，因而在想要将驱动信号的频率成分提高到数百kHz时，相对于作为其倒数的周期成分的数μ s，包括数字信号处理在内的整体延迟时间达到180度以上的相位延迟，使得该负反馈系统的稳定性下降。并且，在要驱动的电容性负载的确定被变更时，存在驱动信号失真的问题。这是基于以下原因而形成的。例如，在搭载于喷墨打印机的喷射头中驱动压电元件来喷射油墨，但同时驱动的压电元件的数量根据要打印的图像而大幅变动。由于压电元件是具有电容成分的电容性负载，因而待驱动的压电元件的数量增加等同于用于生成驱动信号的平滑滤波器的电容器容量增加，在电容器容量增加时，平滑滤波器的频率特性变化。结果，所得到的驱动信号受其影响而失真。或者，例如在诸如切换使用特性不同的附件的装置中，在采用压电元件作为内置于附件中的致动器的情况下，也产生相同的问题。S卩，压电元件的电容成分的大小根据所安装的附件而不同，因而有可能引发平滑滤波器的频率特性变化，进而导致驱动信号失真。
发明内容
本发明正是为了解决现有技术存在的上述问题的至少一部分问题而提出的，其目的在于提供一种技术，能够抑制平滑滤波器的谐振特性，在将驱动信号的频率成分设定为高达数百kHz的情况下，也能够应对外部干扰生成稳定的高精度的驱动信号，而且功率效率提高，使电路基板小型化。为了解决上述问题的至少一部分问题，本发明的电容性负载驱动电路采用如下结构。即，一种液体喷射装置，其具有用于喷射液体的致动器、和生成用于驱动该致动器的驱动信号的电容性负载驱动电路，该电容性负载驱动电路具有驱动波形信号产生电路，以数字信号的形式输出作为所述驱动信号的基准的驱动波形信号；数字运算电路，对所述驱动波形信号负反馈根据根据施加给所述电容性负载的驱动信号以数字信号的形式生成的数字补偿信号负反馈给所述驱动波形信号，并对所得的信号进行数字运算，从而生成信号；调制电路，对所述数字运算电路的输出进行脉冲调制，由此生成调制信号；数字功率放大电路，对所述调制信号进行功率放大，并生成功率放大调制信号；平滑滤波器，对所述功率放大调制信号进行平滑处理，由此生成施加给所述电容性负载的所述驱动信号；模拟补偿电路，对施加给所述电容性负载的所述驱动信号实施预定的模拟补偿处理，以便使所述驱动信号所包含的频带中的增益特性变平坦；以及数字转换电路，将所述模拟补偿电路的输出转换为数字信号，并作为所述数字补偿信号提供给所述数字运算电路。这样在本发明的电容性负载驱动电路中，对作为应该施加给电容性负载的驱动信号的基准的驱动波形信号进行脉冲调制，由此生成调制信号，对所得到的调制信号进行功率放大并进行平滑处理，由此生成驱动信号。将施加给电容性负载的这种驱动信号负反馈给作为驱动信号的基准的驱动波形信号。此时，对驱动信号实施预定的模拟补偿处理，以便使驱动信号所包含的频带中的增益特性变平坦，然后将所得到的信号转换为数字信号，并且负反馈给驱动波形信号。这样，由于对施加给电容性负载的驱动信号实施使驱动信号的频带中的增益特性变平坦的补偿后进行负反馈，因而能够抑制平滑滤波器的LC电路的谐振特性。由于对被实施脉冲调制后的调制信号进行功率放大，因而能够使电路基板小型化，而在将功率放大时不会消耗多余的功率。另外，驱动信号的负反馈和向调制信号的调制是用数字信号进行的， 在对驱动信号进行负反馈时的针对驱动信号的补偿是由模拟电路执行的，因而能够缩短负反馈用的延迟时间。结果，尽管对驱动信号进行负反馈，在将驱动信号的频率成分设定为高达数百kHz的情况下，也能够输出稳定的驱动信号。在上述的本发明的电容性负载驱动电路中，也可以利用减法电路构成将数字补偿信号负反馈给驱动波形信号的数字运算电路。
如果是减法电路，则能够迅速进行数字运算，因而能够缩短进行负反馈时的延迟时间，输出稳定的驱动信号。在上述的本发明的电容性负载驱动电路中，也可以进行相位超前补偿，作为针对施加给电容性负载的驱动信号的模拟补偿。由于施加给电容性负载的驱动信号是通过平滑滤波器变平滑的电压波形，因而成为相位相对于作为基准的驱动波形信号而延迟的电压波形。因此，在对驱动信号进行负反馈时，如果在进行相位超前补偿后进行负反馈，则能够抑制基于负反馈的谐振现象的产生， 因而能够避免驱动信号变得不稳定。在对驱动信号进行相位超前补偿的本实施例的电容性负载驱动电路中，也可以进行如下设计。首先，并联设置用于进行相位超前补偿的第1模拟电路、和以预定的分压比对驱动信号进行分压的第2模拟电路。将驱动信号分别引导到第1模拟电路和第2模拟电路中，将对第1模拟电路的输出和第2模拟电路的输出进行合成而得到的模拟信号转换为数字信号，然后负反馈给驱动波形信号。这样，能够得到对驱动信号进行相位超前补偿来实施负反馈的效果、和将驱动信号进行分压来实施负反馈的效果。因此，即使是在产生了电容性负载的电容成分(或者感应成分)的大小变动、或将调制信号放大时的电源电压的变动、或构成电容性负载驱动电路的各种元件的偏差等的情况下，也能够抑制驱动信号产生失真。另外，由于将合成后的模拟信号转换为数字信号，因而只需一个A/D转换器即可实现。也可以在液体喷射装置中安装上述的本发明的任意一种电容性负载驱动电路，该液体喷射装置具有用于喷射液体的致动器、和生成用于驱动该致动器的驱动信号的电容性负载驱动电路。这样，即使是在致动器的电容成分的大小或者感应成分的大小变化的情况下，也能够对致动器施加不受这些变化的影响的驱动信号，因而能够恰当地喷射液体。
图1是举例示出安装有本实施例的电容性负载驱动电路的喷墨打印机的说明图。图2是示出在打印机控制电路的控制下，电容性负载驱动电路驱动喷射头的状态的说明图。图3是示出第1实施例的电容性负载驱动电路的具体结构的说明图。图4是示出数字放大电路生成驱动信号的动作的概况的说明图。图5是示出在用LC电路构成平滑滤波器的情况下，驱动信号产生失真的原因的说明图。图6是示出第1实施例的电容性负载驱动电路的动作的说明图。图7是示出第1实施例的电容性负载驱动电路的传递函数的增益特性的说明图。图8是示出第1实施例的电容性负载驱动电路的一周传递函数Ho(S)的频率响应的说明图。图9是示出在第1实施例的电容性负载驱动电路中，增益特性因电容性负载的电容成分大幅增加而变化的说明图。图10是示出第2实施例的电容性负载驱动电路的结构的说明图。
图11是示出第2实施例的电容性负载驱动电路的动作的说明图。图12是示出通过采用第2实施例的电容性负载驱动电路，能够良好地保持驱动信号频带的增益特性的状态的说明图。图13是示出使用压电元件来喷射液体的液体泵的大致结构的说明图。图14是示出第2变形例的电容性负载驱动电路的结构的说明图。图15是示出第3变形例的电容性负载驱动电路的结构的说明图。标号说明2打印介质；10喷墨打印机；20滑架；22滑架壳体；对喷射头J6墨盒；30驱动机构；32正时传送带；34步进电机；40压纸辊；50打印机控制电路；70液体泵；75控制单元； 80喷射单元；81喷嘴；82液体管路；83前面部件；84后面部件；85液体室；86致动器；90 供给泵；91配管；92配管；93液体槽；100喷射口 ； 102墨室；104压电元件；200电容性负载驱动电路；210驱动波形信号产生电路；220数字放大电路；222调制电路；2M数字功率放大电路；2 平滑滤波器；230负反馈电路；232模拟补偿电路；23 补偿电路；232b分压电路；234A/D转换器；235运算放大电路；240数字运算器；250电容性负载驱动电路；300门单元；302门元件。
具体实施例方式下面，为了明确上述的本申请发明的内容，按照下面的顺序对实施例进行说明。A.第1实施例A-1.装置结构A-2.电容性负载驱动电路的电路结构A-3.电容性负载驱动电路的动作B.第2实施例C.变形例C-1.第1变形例C-2.第2变形例C-3.第3变形例A.第1实施例A-1.装置结构图1是举例示出安装有本实施例的电容性负载驱动电路的喷墨打印机10的说明图。图示的喷墨打印机10由以下部分构成滑架20，其沿主扫描方向往复移动，同时在打印介质2上形成墨点；使滑架20往复移动的驱动机构30 ；以及用于进行打印介质2的送纸的压纸辊40等等。在滑架20设有收容油墨的墨盒沈、用于安装墨盒沈的滑架壳体22、和喷射头M等，该喷射头M搭载于滑架壳体22的底面侧(朝向打印介质2侧)，用于喷射油墨，将墨盒沈内的油墨引导到喷射头24，从喷射头M向打印介质2喷射油墨并打印图像。使滑架20往复移动的驱动机构30由通过皮带轮而铺设的正时传送带32、和通过皮带轮来驱动正时传送带32的步进电机34等构成。正时传送带32的一处被固定在滑架壳体22上，通过驱动正时传送带32，能够使滑架壳体22往复移动。压纸辊40与未图示的驱动电机和齿轮机构一起构成进行打印介质2的送纸的送纸机构，能够使打印介质2沿副
6扫描方向每次送纸预定量。在喷墨打印机10还安装有控制整体动作的打印机控制电路50、和用于驱动喷射头24的电容性负载驱动电路200。打印机控制电路50控制喷墨打印机10的整体动作，使电容性负载驱动电路200、驱动机构30和送纸机构等对打印介质2进行送纸，并驱动喷射头 M使喷射油墨。图2是示出在打印机控制电路50的控制下，电容性负载驱动电路200驱动喷射头 M的状态的说明图。首先，简单说明喷射头对的内部构造。如图所示，在喷射头M的底面 (朝向打印介质2的面)设有喷射墨滴的多个喷射口 100。各个喷射口 100分别与墨室102 连接，在墨室102中充满了从墨盒沈供给的油墨。在各个墨室102上设有压电元件104，在对压电元件104施加电压时，压电元件变形而对墨室102加压，使从喷射口 100喷射油墨。 压电元件104的变形量根据施加的电压值而变化，因而如果对压电元件104施加适当的电压波形，并控制墨室102的变形量和时刻，则能够在适当的时刻喷射适当分量的油墨。施加给压电元件104的电压波形(驱动信号)由电容性负载驱动电路200在打印机控制电路50的控制下生成。所生成的驱动信号通过门单元300提供给压电元件104。门单元300是将多个门元件302并联连接形成的电路单元，各个门元件302能够在打印机控制电路50的控制下独立地形成导通状态或者断开状态。因此，从电容性负载驱动电路200 输出的驱动信号，只需通过由打印机控制电路50预先设定为导通状态的门元件302即可施加给对应的压电元件104，从其喷射口喷射油墨。A-2.电容性负载驱动电路的电路结构图3是示出第1实施例的电容性负载驱动电路200的具体结构的说明图。如图所示，电容性负载驱动电路200由以下部分构成驱动波形信号产生电路210，其输出作为驱动信号基准的驱动波形信号；数字放大电路220，其将驱动波形信号放大，并生成模拟的驱动信号；以及将模拟的驱动信号负反馈给数字放大电路220的负反馈电路230和数字运算器240等。数字放大电路220由以下部分构成调制电路222，其对驱动波形信号进行脉冲调制并输出调制信号；将调制信号的功率放大的数字功率放大电路224 ；以及去除被放大后的调制信号的高频成分并生成驱动信号的平滑滤波器2 等，负反馈电路230由以下部分构成模拟补偿电路232，其施加预定的补偿，以便改善驱动信号的特性；A/D转换器234， 其将被补偿后的驱动信号转换为数字信号；以及对A/D转换器234的输入阻抗进行转换的运算放大电路235等。图3中的虚线箭头表示以数字信号的形式传递信号，实线箭头表示以模拟信号的形式传递信号。图4是示出数字放大电路220生成驱动信号的动作的概况的说明图。数字放大电路220内的调制电路222在接收到来自驱动波形信号产生电路210的驱动波形信号时，将其转换为调制信号。此时是转换为脉冲宽度被调制后的调制信号，以便在驱动波形信号的灰度值较大的情况下，使各个脉冲的宽度变宽，相反在灰度值较小的情况下使脉冲的宽度变窄。在此，说明了调制电路222是根据驱动波形信号的灰度值来调制脉冲宽度的脉冲宽度调制电路的情况，但调制的形式不局限于这种形式。例如，也可以将调制电路222设为在脉冲宽度的状态下根据驱动波形信号的灰度值来调制脉冲的密度的脉冲密度调制电路。然后，将所得到的调制信号提供给数字功率放大电路224以进行功率放大。如果是调制信号，则能够容易使用被推挽连接的开关元件(M0SFET等)、电源、和驱动开关元件CN 102529370 A的栅极驱动器，将功率放大。在图4的示例中，由数字功率放大电路2M将调制信号的电压放大。这次将这样放大功率后的调制信号提供给平滑滤波器226。由此，能够得到被调制为较宽脉冲宽度的部分的电压值高、被调制为较窄脉冲宽度的部分的电压值低的模拟驱动信号。平滑滤波器2 通过组合线圈和电容器即可容易实现。如果这样生成驱动信号，则只需在数字功率放大电路224的内部使用开关元件将电源接通或断开，因而将功率放大时不会消耗多余的功率。平滑滤波器2 也能够利用诸如线圈和电容器那样不消耗功率的部件构成。因此，几乎不消耗功率即可生成驱动信号。在此，利用线圈和电容器构成的平滑滤波器2 是一种谐振电路。图5是示出该谐振电路的频率特性的说明图。如图5中的虚线所示，将平均化电路226的线圈的感应成分设为L，将电容器的电容成分设为C，谐振频率f0能够利用图5中示出的计算式求出。因此，在输入了与谐振频率接近的频率成分的波形时，能够产生谐振并输出振幅非常大的波形，该谐振频率是根据线圈的感应成分的大小(阻抗L)和电容器的电容成分的大小(电容 C)而确定的。如图5中的实线所示，如果在平滑滤波器226中插入电阻R，则能够抑制因谐振而形成的失真的影响，但是由于所有电流流过电阻R，因而消耗较大的功率。这样将违背为了抑制功率消耗而将驱动信号暂时转换为调制信号再进行功率放大的目的。因此，在本实施例的电容性负载驱动电路200中，为了抑制这种谐振频率f0附近的谐振特性，设置如图3所示的负反馈电路230，对输出给压电元件104的驱动信号进行负反馈。另外，为了避免由于对所输出的驱动信号进行负反馈而破坏控制系统的稳定性，利用模拟补偿电路232和A/D转换器234等构成负反馈电路230，并采用在对模拟的驱动信号施加预定的补偿后转换为数字数据，并负反馈给数字放大电路220的结构。这样，能够抑制平滑滤波器的谐振特性，而且在模拟补偿电路232中无延迟地进行补偿时，还利用加减运算这种简单的数字运算器240进行负反馈，从而能够进一步缩短整体的延迟时间。结果，即使是在将驱动信号的频率成分设定为高达数百kHz的情况下，也能够实现稳定动作的电容性负载驱动电路200。当然，由于是在调制信号的状态下进行功率放大，因而功率效率提高，也能够使电路基板小型化。下面，对这种本实施例的电容性负载驱动电路200的动作进行说明。A-3.电容性负载驱动电路的动作图6是示出第1实施例的电容性负载驱动电路200的动作的说明图。图6(a)示出图3所示的第1实施例的电容性负载驱动电路200的框图。在图6中，驱动波形信号产生电路210输出的驱动波形信号对应于向控制系统的输入，因而表示为“Vin”，输出给压电元件104的驱动信号对应于控制系统的输出，因而表示为“Vout”。数字功率放大电路224 被表示为将输入放大G倍的增益要素，平滑滤波器2 被表示为具有传递函数Lf (s)的低通滤波器，模拟补偿电路232被表示为具有传递函数β (s)的要素。Lf(S)或者β (s)表示以频域来表示的情况。即，平滑滤波器2 和模拟补偿电路232的响应本来利用以时间为变量的线性微分方程式进行记述，但如果进行拉普拉斯变换将变量变更为频率，则能够利用简单的传递函数来表示线性微分方程式。组合了平滑滤波器2 和模拟补偿电路232等多个要素的系统的响应，在频域中能够利用各个要素的传递函数的加减运算或乘法运算进行表示。因此，相比在时域中求解微分方程式来确认系统的响应，利用拉普拉斯变换而转换为频域中的传递函数来确认频率响应比较简单。Lf (S)或者β (s)表示对表示平滑滤波器2 或者模拟补偿电路232的时间性响应的微分方程式进行拉普拉斯变换而得到的频域中的传递函数。图3所示的第1实施例的电容性负载驱动电路200的动作能够利用在图6(a)的框图中示出的控制系统整体的传递函数进行记述。并且，为了求出控制系统整体的传递函数，只求出各个要素的传递函数即可。图6(b)示出平滑滤波器226的传递函数Lf(S)。将线圈的感应成分的大小设为 L，将电容器的电容成分的大小设为C，则平滑滤波器226的传递函数Lf(S)由图6(b)中示出的1/(s2LC+1)给出。平滑滤波器2 具有使相位延迟的特性，如果对相位已延迟的波形进行负反馈，则有可能使得控制系统不稳定。因此，在模拟补偿电路232中进行使相位超前的补偿，以便使延迟的相位超前。图6(c)示出模拟补偿电路232的传递函数β (s)。如图所示，模拟补偿电路232 能够通过组合电容器和电阻而构成。将电容器的电容成分的大小设为C，将电阻的大小设为 R，则模拟补偿电路232的传递函数β (s)可由图中示出的1/(1+1/CRS)给出。因此，根据图6(a)的框图所示可知，从向系统的输入Vin(S)减去将系统的输出 Vout(S)与模拟补偿电路232的传递函数β (s)相乘得到的值，将相减得到的值乘以增益G 和平滑滤波器226的传递函数Lf (s)，相乘得到的值为系统的输出Vout (s)。对这种关系式进行整理来求出Vout (s)/Vin (s)，控制系统整体的传递函数H(s)如图6(d)所示为H(s) = 1/{β (s)+l/GLf(s)}。图7示出与这样得到的传递函数的增益特性相关的频率响应，图中示出的实线表示传递函数H (S)的频率响应，细的单点划线表示相位超前补偿电路的传递函数β (s)的频率响应。作为参考，在图7中利用虚线示出不进行驱动信号的负反馈时(因此也不进行相位超前补偿时)的传递函数GLf(S)的增益特性。如图所示，通过对驱动信号进行相位超前补偿来实施负反馈，能够在保持驱动信号频带下的增益的状态下充分抑制谐振频率fO附近的峰值。与在平滑滤波器226中插入电阻R时不同，只追加了如图6 (c)所示的模拟补偿电路，因而不会消耗较大的功率。当然，如果只保留像平滑滤波器2 那样最终将数字信号转换为模拟信号用的要素，而将其它所有要素数字化，则能够抑制功耗，而不受电容性负载的变动的影响。例如，用 A/D转换器将输出给压电元件104的驱动信号转换为模拟信号，用数字滤波器实现模拟补偿电路232，同样也能够实现本方式。但是，实际上这种方法很难生成稳定的驱动信号。下面对这点进行说明。首先，为了数字地实现相位超前补偿，可以考虑安装微分滤波器，但由于微分滤波器容易受到噪声的影响，并导致负反馈噪声，因而很难生成稳定的驱动信号。虽然可以考虑在微分滤波器的前级插入用于去除噪声的数字滤波器(低通滤波器)的方法，但是如果使用数字滤波器构成低通滤波器，则产生较大的延迟时间。此外，如专利文献2(日本特开 2010-46989号公报)所述，在构成根据数字驱动信号和数字负载电压信号来估计流向压电元件的电流大小的状态稳定机构的情况下，也产生较大的延迟时间。较大延迟时间产生的结果导致大大破坏了控制系统的稳定性。与此相对，在图6所示的第1实施例的电容性负载驱动电路200中，用模拟电路实现模拟补偿电路232，因而整体上的延迟时间是根据在负反馈电路230中的A/D转换器 234、对数字信号进行负反馈的数字运算器240 (实际上是减法电路)、调制电路222及数字功率放大电路224中产生的延迟时间而确定的，但由于在这些各个要素产生的延迟时间比较短，因而能够充分缩短整体上的延迟时间，顶多约为200ns左右。并且，如果是这种程度的延迟时间，如下面所述能够使控制系统足够稳定地进行动作。首先，控制系统的稳定性是根据一周传递函数Ho (S)确定的。为了使控制系统稳定地进行动作，只要在一周传递函数Ho (s)的增益达到Odb以上的频率范围内，相位的延迟不大于180度即可(相位不达到-180度以下即可)。图6所示的控制系统的一周传递函数 Ho(S)为Ho(S) = G · Lf(S) · β (s) · exp (_s τ )。这相当于向不进行负反馈时的传递函数G · Lf(S)乘以相位超前电路的传递函数 β (S)、和将控制系统整体的延迟时间设为“ τ ”时的延迟时间要素的传递函数exp (-S τ) 得到的值，Ho(S)的增益和相位的频率响应如图8所示。图8是示出第1实施例的电容性负载驱动电路200的一周传递函数Ho (s)的频率响应的说明图。图8(la)、图8(lb)示出延迟时间τ较短时的增益的频率响应、相位的频率响应，图8( )、图W2b)示出延迟时间τ较长时的增益的频率响应、相位的频率响应。图中示出的实线表示一周传递函数Ho(S)的频率响应，图中示出的细虚线表示不进行负反馈时的传递函数的频率响应，细的单点划线表示相位超前补偿电路的传递函数β (s)的频率响应，细的双点划线表示延迟时间。如图中的细虚线所示，不进行负反馈时的传递函数的相位最大延迟到-180度，但由于进行β (s)的相位超前补偿，因而产生90度的余量。结果， 在Ho(S)的增益为Odb以上的频率范围内稳定地进行动作的条件如下-90度< -τ ·动作频率f · 360度S卩，只要“τ 动作频率f< 1/4”即可。如上所述，图6所示的第1实施例的电容性负载驱动电路200的延迟时间τ较短，顶多是200ns (实际上约是一百几十毫微秒)， 如图8(lb)所示，即使在动作频率f截止到IMHz的范围内也能够足够稳定地进行动作。与此相对，在用微分滤波器实现补偿电路以及数字地实现用于去除噪声的低通滤波器时，或者如专利文献2 (日本特开2010-46989号公报)所述数字地实现根据数字驱动信号和数字负载电压信号来估计流向压电元件的电流的大小的状态稳定机构时，延迟时间变长为数百 ns 数ys。结果，如图W2b)所示，在动作频率f达到数百kHz时，将不满足上述的条件， 控制系统容易不稳定，很难稳定地生成驱动信号。如以上说明的那样，在图6所示的第1实施例的电容性负载驱动电路200中，对从平滑滤波器2 输出的驱动信号进行相位超前补偿来实施负反馈，由此能够抑制谐振频率附近的增益特性。该相位超前补偿是使用模拟补偿电路232模拟地进行的。因此，尽管对驱动信号进行负反馈，也能够使控制系统保持稳定，即使在将驱动信号的频率成分设定为高达数百kHz的情况下，也能够稳定地生成高精度的驱动信号。而且，由于在调制信号的阶段进行功率放大，因而能够抑制功耗，使电路基板小型化。由于通过运算放大电路235输入到A/D转换器234中，因而输入阻抗降低，结果，能够可靠地对已进行相位超前补偿的驱动信号进行数字转换，而不受噪声等的影响。在本实施例中，将运算放大电路235构成为非反转放大(电压输出器)，但也可以构成为反转放大，并将数字运算器240设为加法电路。
B.第2实施例在以上说明的第1实施例的电容性负载驱动电路200中，在平滑滤波器226的谐振频率附近抑制增益增大，由此使驱动信号不产生失真。但是，实际上在电容性负载的电容成分(或者感应成分)的大小大幅增加时，平滑滤波器的频率特性变化，驱动信号出现若干失真。图9是示出在第1实施例的电容性负载驱动电路200中，增益特性因电容性负载的电容成分大幅增加而变化的说明图。图中虚线示出的特性是电容性负载的电容成分大幅增加之前的增益特性，图中实线示出的特性是电容性负载的电容成分大幅增加时的增益特性。在图9进行了略微强调性的表示，由于电容性负载的电容成分大幅增加，谐振频率下降 “-df”而接近驱动信号频带，同时也不能完全抑制谐振频率附近的增益的增加。结果，驱动信号的高频成分被强调，虽然微小，但是驱动信号还是出现了失真。但是，通过如下那样构成前述第1实施例的电容性负载驱动电路200的模拟补偿电路232，也能够抑制这种微小的波形的失真。另外，即使在将驱动信号的频率成分设定为高达数百kHz的情况下，也能够针对外部干扰生成更加稳定的驱动信号。下面，对这种第2实施例的电容性负载驱动电路 250进行说明。图10是示出第2实施例的电容性负载驱动电路250的具体结构的说明图。与前面使用图3说明的第1实施例的电容性负载驱动电路200相比可知，第2实施例的电容性负载驱动电路250的不同之处在于变更了模拟补偿电路232，并且对将驱动波形信号与某个常数相乘得到的值进行负反馈控制。第2实施例的模拟补偿电路232构成为使对应于第 1实施例的模拟补偿电路232的相位超前补偿电路23 ，与分压电路232b并联连接。该分压电路232b的分压比是α/G。于是，与驱动波形信号相乘的常数被设定为(α+1)。对这种第2实施例的电容性负载驱动电路250的传递函数K(S)在驱动信号频带中表示哪种频率响应进行考虑。首先，该第2实施例的相位超前补偿电路23 与第1实施例的图3所示的模拟补偿电路232相同，因而由数字放大电路220和相位超前补偿电路 23 构成的传递函数为H(S)。结果，图10所示的第2实施例的电容性负载驱动电路250 的动作能够按照下述的框图进行记述。图11是示出第2实施例的电容性负载驱动电路250的动作的说明图。图11(a)示出第2实施例的电容性负载驱动电路250的框图。在该框图中示出的外部干扰要素δ表示由于电容性负载的电容成分的大小的变动、或将调制信号放大时基于电源电压的变动的增益G的变动、或构成电容性负载驱动电路250的各种元件的偏差等而造成的影响。根据这种框图来记述向控制系统的输入Vin(相当于驱动波形信号产生电路210 输出的驱动波形信号)与控制系统的输出Vout (相当于电容性负载驱动电路250生成的驱动信号)的关系，得到图11(b)所示的关系式。对该式整理Vin和δ，从而求出如图11(c) 所示的表示信号成分即Vin和外部干扰成分即δ分别对输出Vout造成的影响的关系式。 另外，此处关注于驱动信号频带，在该频率范围内H(S)的大小基本为“G”。因此，在图11(c) 所示的关系式中，在设H(S)为G时，最终得到图11(d)所示的关系式。根据该关系式可知，在第2实施例的电容性负载驱动电路250中，信号成分即输入 Vin被放大为G倍，而外部干扰成分δ被抑制为1/(1+α)。因此，能够稳定地生成高精度的驱动信号，而不受电容性负载的电容成分(或者感应成分)的大小或将调制信号放大时的电源电压等的影响。在第2实施例的电容性负载驱动电路250中，不是将输入Vin直接输入，而是在乘以常数(α+l)后进行输入，这是因为在图11(c)所示的关系式的信号成分中，在H(S) =G的条件下，信号成分为Vout = G · Vin。图12示出通过采用第2实施例的电容性负载驱动电路250，能够良好地保持驱动信号频带的增益特性，而不受电容性负载的变动等带来的外部干扰的影响的状态。将图 12(a)所示的第1实施例的电容性负载驱动电路200的增益特性H(S)、和图12(b)所示的第 2实施例的电容性负载驱动电路250的增益特性K(S)进行比较可知，通过采用第2实施例的电容性负载驱动电路250，能够良好地保持驱动信号频带的增益特性，而不受外部干扰的影响，同时高频频带中的增益特性也提高。结果，在第2实施例的电容性负载驱动电路250 中，能够稳定地生成精度更高的驱动信号。当然，能够与第1实施例相同地缩短整体上的延迟时间τ，因而即使在将驱动信号的频率成分设定为高达数百kHz的情况下，也能够稳定地生成高精度的驱动信号。另外，由于将合成的模拟信号转换为数字信号，因而只用一个A/ D转换器即可实现。与第1实施例的电容性负载驱动电路200不同，在第2实施例的电容性负载驱动电路250中，在构成负反馈电路230的模拟补偿电路232中插入由电阻构成的分压电路 232b。因此，在第2实施例的电容性负载驱动电路250中，将消耗相当于在该电阻流过的电流的功率。但是，由于在负反馈电路230中插入运算放大电路235，因而能够用较大的电阻构成分压电路232b，能够将分压电路232b的功耗抑制到几乎不成问题的程度。C.变形例针对上述的各种实施例的电容性负载驱动电路能够考虑以下几种变形例。下面， 对这些变形例进行简单说明。C-1.第1变形例在上述的第1实施例或者第2实施例中，说明了施加驱动信号并进行驱动的电容性负载是喷射头M内的压电元件104的情况。如前面所述，被驱动的压电元件104的数量在图像打印过程中大幅变动，因而电容性负载的电容成分的大小也随之大幅变动。但是，进行驱动的电容性负载不限于喷射头M内的压电元件104，只要是电容成分的大小变动的电容性负载，则可以是任何电容性负载。例如，在驱动使用压电元件来喷射液体的液体泵的情况下，也能够适当采用上述的第1实施例的电容性负载驱动电路200或者第2实施例的电容性负载驱动电路250。图13是示出使用压电元件来喷射液体的液体泵70的大致结构的说明图。如图所示，液体泵70进行大致划分，由脉冲波状喷射液体的喷射单元80、将从喷射单元80喷射的液体朝向喷射单元80进行供给的供给泵90、以及控制喷射单元80和供给泵90的动作的控制单元75等构成。喷射单元80构成为将金属制的后面部件84重合在同样金属制的大致长方形形状的前面部件83上进行旋合固定的构造，在前面部件83的前面竖立设有圆管形状的液体管路82，在液体管路82的前端插装有喷嘴81。在前面部件83与后面部件84的对接面设有薄薄的圆板形状的液体室85，液体室85通过液体管路82与喷嘴81连接。在后面部件84 的内部设有由压电元件构成的致动器86，通过驱动致动器86使液体室85变形，能够改变液体室85的容积。供给泵90通过配管91从储存有将要喷射的液体(水、生理盐水、药液等)的液体槽93中汲取液体，然后通过配管92供给到喷射单元80的液体室85内。供给泵90的动作由控制单元75控制。另外，在控制单元75中内置有电容性负载驱动电路200、250，提供由该电容性负载驱动电路200、250生成的驱动信号来驱动致动器86，使从喷射单元80的喷嘴 81喷射脉冲波状的液体。在此，喷射单元80根据将要喷射的液体或者根据喷射的方式(脉冲的大小、脉冲的反复频率、喷射流量等)，被切换使用为合适特性的喷射单元80。如果喷射单元80的特性不同，则内置的致动器86(压电元件)的电容成分的大小不同。或者，在喷射单元80具有感应成分的情况下，感应成分的大小不同。因此，如果使用上述的第1实施例的电容性负载驱动电路200或者第2实施例的电容性负载驱动电路250生成致动器86的驱动信号，在喷射单元80被切换的情况下，也能够始终稳定地输出高精度的驱动信号。C-2.第2变形例在上述的第1实施例或者第2实施例中，模拟补偿电路232的输出呈正负摆动的波形，因而需要正电压的电源和负电压的电源，以便对该波形进行A/D转换。因此，也可以按照图14所示，向运算放大电路235的非反转输入端子施加偏置电压Vc，由此输出只有正电压侧摆动的波形，在利用A/D转换器234进行A/D转换后，在要进行负反馈之前，减去偏置电压Vc。这样，由于不需要负电压的电源，因而能够使电路小型化。也可以不需要使用如第2实施例的分压电路232b，而按照图14所示通过电阻直接向运算放大电路235输入驱动信号。这样，能够减少电阻的数量，能够用更低的成本实现。C-3.第3变形例在上述的第2实施例的电容性负载驱动电路250中，分压比α /G越大，越能够抑制外部干扰的影响。但是，增大分压比α/G，将导致增大进行负反馈时的增益。因此，在想要抑制外部干扰的影响时，如果过度增大分压比α/G，则有可能使得控制系统不稳定。因此，例如在选择图2所示的多个电容性负载进行驱动的情况下，可以采用消除因同时驱动的压电元件的数量而造成的影响的反滤波器，或者在切换图13所示的喷射单元80的情况下，可以采用消除因切换喷射单元80而造成的影响的反滤波器，由此预先对驱动波形信号产生电路210输出的数字波形进行补偿。图15是示出在驱动波形信号产生电路210中插入反滤波器的结构的说明图。预先确认由打印机控制电路50预先设定为导通状态的门元件302的数量、和每个喷射单元80 的增益特性的恶化(增益根据频率而变化的状态)，求出用于消除恶化状况的反滤波器。也可以使预先求出的反滤波器作用于驱动波形信号产生电路210输出的驱动波形信号，然后输入控制系统。当然，在想要只利用所有反滤波器来消除因同时驱动的压电元件的数量或切换喷射单元80而造成的影响时，必须高精度地设定反滤波器。另外，如果在第2实施例的电容性负载驱动电路250的基础上一并采用反滤波器，则能够在使用反滤波器大致消除影响的状态下，与分压比α/G的量对应地进一步抑制外部干扰的影响。结果，能够稳定地输出高精度的驱动信号，而几乎不受因同时驱动的压电元件的数量或切换喷射单元80而造成的影响。 以上对本实施例的电容性负载驱动电路进行了说明，但本发明不限于上述的所有实施例和变形例，能够在不脱离其宗旨的范围内用各种方式进行实施，例如，通过将本实施例的电容性负载驱动电路应用于在形成包含药剂和营养剂的微型胶囊时使用的流体喷射装置等、包括医疗设备在内的各种电子设备，能够提供功率效率良好的小型化的电子设备。
权利要求
1.一种液体喷射装置，其具有用于喷射液体的致动器、和生成用于驱动该致动器的驱动信号的电容性负载驱动电路，所述电容性负载驱动电路具有驱动波形信号输出电路，其以数字信号的形式输出作为所述驱动信号的基准的驱动波形信号；数字运算电路，其对所述驱动波形信号负反馈输出根据所述驱动信号以数字信号的形式生成的数字补偿信号；调制电路，其对所述数字运算电路的输出进行脉冲调制，由此生成调制信号； 数字功率放大电路，其对所述调制信号进行功率放大，生成功率放大调制信号； 平滑滤波器，其对脉冲波状的功率放大调制信号进行平滑处理，由此生成施加给所述电容性负载的所述驱动信号；第1模拟补偿电路，其对施加给所述电容性负载的所述驱动信号进行相位超前补偿；以及数字转换电路，其将所述第1模拟补偿电路的输出转换为数字信号，并作为所述数字补偿信号提供给所述数字运算电路。
2.根据权利要求1所述的液体喷射装置，其特征在于该电容性负载驱动电路还具有第2模拟补偿电路，其与所述第1模拟补偿电路并联设置，以预定的分压比对施加给所述电容性负载的所述驱动信号进行分压，所述第1模拟补偿电路的输出和所述第2模拟补偿电路的输出合成得到的模拟信号被输出到所述数字转换电路。
3.根据权利要求1或2所述的液体喷射装置，其特征在于该电容性负载驱动电路还具有运算放大电路，该运算放大电路设于所述数字转换电路的输入侧，用于降低该数字转换电路的输入阻抗。
4.根据权利要求3所述的液体喷射装置，其特征在于使所述运算放大电路的输出偏置预定的偏置电压，而且从所述数字转换电路的输出减去相当于该偏置电压的量。
5.一种医疗设备，其具有权利要求1 4中任意一项所述的液体喷射装置。
全文摘要
一种液体喷射装置、医疗设备，能够稳定地生成具有电容成分或者感应成分的电容性负载的驱动信号，而且抑制功耗。对作为应该施加给电容性负载的驱动信号的基准的驱动波形信号进行脉冲调制，由此生成调制信号，对所得到的调制信号进行功率放大后进行平滑处理，由此生成驱动信号。将施加给电容性负载的这种驱动信号负反馈给作为驱动信号的基准的驱动波形信号。此时，对驱动信号实施预定的模拟补偿处理，以便使驱动信号所包含的频带中的增益特性变平坦，然后将所得到的信号转换为数字信号，再负反馈为驱动波形信号。
文档编号B41J2/045GK102529370SQ201110334849
公开日2012年7月4日 申请日期2011年10月28日 优先权日2010年11月15日
发明者井出典孝, 吉野浩行, 大岛敦, 田端邦夫 申请人:精工爱普生株式会社
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